《开关电源仿真与设计》-变换器前端电路

戈壁滩上的辉煌

《开关电源仿真与设计》-变换器前端电路 [复制链接]

整流桥

        离线电源作为一种DC-DC转换器（涵盖反激式与正激式技术），其核心运作源自输入电压经整流后的直流电能供给。此直流电压源自正弦交流电的完美整流，交流电的极性在每秒内以50或60次的频率更迭，具体取决于所在地区的电网标准。为应对广泛的应用需求，普遍采用全波整流模式，其效能远超仅适用于低瓦数场景（数瓦级）的半波整流。在单相离线电源系统中，全波整流器被誉为“格里茨桥”，巧妙地运用四个二极管构建起整流桥梁，确保了电能的高效转换与利用。

        整流后的电压为后端变换器，特别是反激式变换器提供必要的电能供给。为简化分析流程，我们可将此闭环变换器理想化为一个电流源，根据输入电压的极性变化，两个二极管会同时导通，从而在给定电流条件下引发两倍压降的产生。当电源极性反转时，电流流动的路径变化：它要么流经D1和D4，要么流经D3和D2。因此只要电源电压超出滤波电容电压与两个正向压降之和，滤波电容便会开始充电，直至达到正弦电压的峰值。充电开始的时刻t亦随之确定。

        选定滤波电容，其设计需适应特定的输入电压范围。若输入电压低于临界值，转换器可能过热或陷入失控的不稳定状态。滤波电容的关键作用在于稳定电压波动，防止DC-DC转换器输入电压的骤降。考虑到电容的规格与成本，所选电容无法完全维持峰值电压恒定，滤波电容电压将逐渐降至设计者预设的Vmin，该值通常设定为最小输入电压峰值的25%至30%之间。二极管全部阻断情境下，电容作为电源向转换器供电的情形，电压与电流方向一致。在二极管截止期间，电容放电的环路电流可通过特定表达式分析，其放电时长等同于总电源周期的一半减去二极管的导通时间t。深入剖析，二极管的导通时间则是电源周期的四分之一减去电压降至Vmin所需的时间。

        电容的有效电流考量，虽然电容值计算的精准性。然而在实际应用中，电容的最终选定仍需紧密围绕其有效电流值这一核心要素展开。同样地，这一原则也贯穿于滤波电容的选型过程中。

        保持时间是指当输入电源突然中断（例如，因瞬时电源故障）时，电源能够维持标称功率输出的持续时间。为评估此性能，测试过程涉及在输入电源跨越零电压点的瞬间切断电源，并监测滤波电容电压的衰减情况。在此特定时间段内，电源将失去调节能力，其输出电压将逐渐降至零。同时，电源内置的保护机制将适时介入，防止在低电压状态下对电源造成损害。

        在电源阻抗为零的理想状态下，滤波电容充电时波形保持不失真。然而，实际情况下，输入电源通过整流电路接入，整流器具有特定输出阻抗，且此阻抗受多种设施如电动机、光镇流器、电冰箱等共享同一分布网络的影响，使得电源阻抗预测变得复杂。此外，变换器中串联的EM1滤波器进一步影响整流桥的驱动阻抗。Intusoft公司在简报3中提出了一个简化的局部电源模型，由电阻与低值电感构成。在此模型下，充电电流峰值会导致电源电压下降，形成凹陷，人为增加电源阻抗的输入电源EMI滤波器同样能产生此类波形效果，有效抑制峰值电流，进而减少滤波电容的实际电流负担。

        浪涌电流现象解析：电源初通时，整流器初次接入，滤波电容处于完全放电状态。此时，二极管桥因电容放电而暂时短路，引发巨大充电电流。若滤波电容容量大，此电流尖峰足以触发电源保护机制，甚至损害整流二极管。部分厂商已设定最大浪涌电流限制，以应对用户在电源峰值时接入变换器的极端情况。评估浪涌电流时应避免自耦变压器介入。

        完成前端整流电路的电源设计后，最佳实践是在温控环境中，如设定至最高工作温度50℃，进行性能测试。此时，需加载最大电流并借助继电器接入最大输入电压，继电器由低频脉冲方波发生器精准控制，确保导通时长可调并维持数百毫秒，而断开时间则足以让滤波电容彻底放电。测试应采用低阻抗交流源，避免使用自耦变压器，因其电感特性会削弱浪涌脉冲，虽能间接保护二极管桥和滤波电容，却偏离实际工况。测试应持续数小时，并涵盖低输入电压条件，以全面评估电源性能。此外，进行老化测试同样关键，即在恒定电压下无继电器介入，连续运行超过100小时（通常为168小时），以暴露并检验潜在的设计缺陷。若电源历经此系列严苛测试仍表现稳定，则标志着设计者在裕度考量上的深思熟虑与成功实践。

电压倍压器

        20世纪70年代，电压倍压器在电源难以适应宽泛输入电压范围的背景下广泛应用，尤其是那些不具备通用输入能力的系统。通过电压选择器，系统能够灵活切换至117V或230V的有效电压源，而倍压器则能在这些电压下稳定输出电压，为电路效能带来显著提升。然而，错误地设置选择器位置可能引发严重故障，强调了操作准确性的重要性。 时至今日，倍压器在低压环境如美国和日本仍占据一席之地，其通过提升整流后的直流电压，有效降低了变换器的平均及有效电流，显著减轻了变换器的运行负担。倍压器电路巧妙地仅采用二极管桥中的两个二极管，这一设计在倍压工作模式下尤为合理，因为D2或D1的导通会分别导致C1和C2的短路，从而实现了电压的倍增效果。

功率因数校正

        本节将介绍无源和有源功率因数校正的概念。详细讨论最受欢迎的拓扑设计之边界升压功率因数校正(PFC),通常,全波整流器中电容的存在会在交流输入源峰值附近产生输入电流尖峰。负载只在很短时间内从电源中获取能量,此时滤波电容重新快速充电。计算显示大有效电流主要是由这种幅度大而窄的尖峰电流产生的。

功率因数校正之所以将功率因数细分为失真与相角两部分，其背后蕴含着深刻的必要性，调整功率因数显得尤为关键。

        位移因子：这一因子聚焦于输入信号间的相位差异，常以cosp（功率因数）的形式呈现。留意家用电器如洗衣机、光镇流器的铭牌，不难发现cosp值需达到一定标准，如在法国便设定为0.8。低功率因数，即cosp值偏低，意味着实际工作中产生了远超必要量的有效电流。这股“过剩”的电流在电网中流淌，迫使电力公司不得不扩建配电网络以应对。尤为值得注意的是，部分国家电力公司每年需向终端用户无偿提供超过限额的无功功率，加剧了电力负担。

        失真因子：其与功率因数的紧密联系不容忽视。在全波整流器等场景下，失真因子逼近极限，而高电流失真直接导致功率因数下滑。设想一个场景，数百台未经校正的计算机在同一建筑内运行，其产生的谐波成分丰富，这些失真电流如同无形之手，引发谐振现象，不仅侵扰电动机，致其发出异响，还可能对敏感设备构成干扰，影响广泛。

谐波限制

        国际委员会制定了对于4种类型的一系列谐波幅度限定标准。限定条件列在表6.2中,来反映标准中对各个阶次谐波的要求。如果THD得出的谐波成分是理想的,则直到第39阶的单个谐波的评估只能使用测量的方法,以便确定设备是否通过了测试。

        无源滤波器常见于经济型的ATX电源设计中，其内置的庞大电感安装于坚固的金属底座上，显著增加了电源的整体重量。尽管如此，电感的应用也带来了电路设计的局限。相较于无电感的标准电源架构，后者能凭借滤波电容构建低阻抗路径，有效缓冲输入电压的急剧波动，从而遏制整流桥二极管电压的攀升。然而，当电感被引入整流环节，二极管桥的负荷因电感效应而加剧。面对电源中的电压尖峰，这些尖峰因失去原有的低阻抗通道而无法迅速消散。此时，滤波电容需通过电感间接获取能量，导致二极管桥输出电压急剧上升。极端情况下，这种电压激增可能触发整流器的雪崩效应，进而造成设备损坏。

        填谷式无源校正器，作为解决无源校正器中庞大电感难题的创新方案，由Jim Spangler与A. Behara在文献[14]中率先提出，随后在K. Kit Sum 1997年的文献[15]中得到了详尽的完善。一个由双电容与二极管阵列精妙构建的电路。在充电阶段，电容以串联模式工作，有效降低了所需电容容量；而放电时，则转变为并联模式，通过D与Ds迅速释放能量。De则巧妙地扮演了屏障角色，防止C2通过C1路径非预期放电，确保了电路的高效稳定运行。

        无源功率因数校正虽以经济高效之姿符合IEC 1000-3-2标准，然其弊端亦不容忽视：庞然大电感徒增电源之重负，体积与质量双双攀升；尽管谐波得以抑制，电流却仍滞后电压，功率因数不升反降；较之标准全波整流，输出电压略显逊色，且随输入波动而起伏不定。反观有源功率因数校正，其优势显著：能稳固维持功率因数于高位，近乎k与k'合一之境；更兼调节输出电压之能，有效减轻乃至消除下游变换器应对宽输入范围之压力。预调节器化身PFC电路核心，与dc-dc变换器携手共舞，后者则担当隔离（视需求而定）与调速作用。

        升压变换器是有源功率校正中最常见的电路结构。竞争力强的拓扑包括降压变换器、SEPIC和反激式变换器。PFC电路可分为恒定导通时间边界模式和固定频率连续模式。BCM技术适合于反激的PFC，功率可达300 W。CCM模式允许在超过千瓦功率的电源中使用PFC。分析控制规律无须检测整流包络，内部有控制电路产生功率因数校正。

        迟滞PFC变换器的独特电路架构，显著区别于传统设计，它摒弃了内部时钟机制。该电路的核心在于，控制器依据功率开关的运作直接调控电流的峰值与谷值。具体而言，功率开关保持开启状态，直至电感电流攀升至预设的峰值点，随后迅速切断。随着电感电流的回落，一旦触及设定的谷值门槛，功率开关便重启导通周期。为了实现与整流电压包络的紧密追踪，电感电流的波动范围（峰值至谷值）始终处于动态调整之中。然而，在接近0V的电压区间内，这种波动幅度的缩减却意外导致迟滞频率急剧攀升，进而加剧了开关过程中的能量损耗。尽管此电路以其简洁性著称，但广泛而频繁的频率变动却成为限制迟滞变换器广泛应用的瓶颈。

        升压变换器在恒定导通时间和固定频率下运行，有效执行功率因数校正，但相较于BCM同类电路，其性能存在显著失真，典型的电压模式结构，该设计因恒定导通时间的特性而无需高压检测，从而简化了系统。为保持简洁，此处省略了峰值电流检测环节，但需注意，在过流情况下，该电流可能触发电源锁存器复位。

        反激式拓扑在全球电源设计中占据高达80%的份额，尤其在消费市场中尤为显著。PFC电路不仅实现了变压器隔离，还传输了灵活的直流调节电压。紧随其后，非隔离的下游降压变换器迅速响应，高效完成dc-dc转换任务。在反激式变换器中，构建PFC的最简化策略是采用电压模式控制，这是一种恒定导通时间、固定频率的非连续工作模式。此类无高压检测的反激式电源设计，其低Cin值设计巧妙，有效滤除了PFC过程中产生的微分噪声，确保了电源的稳定性和纯净度。验证反激式变换器作为PFC（功率因数校正）装置效能的最直接且高效途径，莫过于采用平均模型进行评测。此模型以其极快的仿真速度著称，能够迅速洞察电路的稳定性状况。

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离线电源作为一种DC-DC转换器（涵盖反激式与正激式技术），其核心运作源自输入电压经整流后的直流电能供给。此直流电压源自正弦交流电的完美整流，交流电的极性在每秒内以50或60次的频率更迭，具体取决于所在地区的电网标准。