运算放大器电路固有噪声的分析与测量

lixiaohai8211

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运算放大器电路固有噪声的分析与测量(第一部分)
第一部分：引言与统计数据评论
我们可将噪声定义为电子系统中任何不需要的信号。噪声会导致音频信号质量下降以及精确测量方面的错误。板级与系统级电子设计工程师希望能确定其设计方案在最差条件下的噪声到底有多大，并找到降低噪声的方法以及准确确认其设计方案可行性的测量技术。
噪声包括固有噪声及外部噪声，这两种基本类型的噪声均会影响电子电路的性能。外部噪声来自外部噪声源，典型例子包括数字交换、60Hz 噪声以及电源交换等。固有噪声由电路元件本身生成，最常见的例子包括宽带噪声、热噪声以及闪烁噪声等。本系列文章将介绍如何通过计算来预测电路的固有噪声大小，如何采用SPICE模拟技术，以及噪声测量技术等。
热噪声
热噪声由导体中电子的不规则运动而产生。由于运动会升高温度，因此热噪声的幅度会随温度的上升而提高。我们可将热噪声视为组件（如电阻器）电压的不规则变化。图 1.1 显示了标准示波器测得的一定时间域中热噪声波形，我们从图中还可看到，如果从统计学的角度来分析随机信号的话，那么它可表现为高斯分布曲线。我们给出分布曲线的侧面图，从中可以看出它与时间域信号之间的关系。

图 1.1：在时间域中显示白噪声以及统计学分析结果。

热噪声信号所包含的功率与温度及带宽直接成正比。请注意，我们可简单应用功率方程式来表达电压与电阻之间的关系（见方程式1.1），根据该表达式，我们可以估算出电路均方根 (RMS) 噪声的大小。此外，它还说明了在低噪声电路中尽可能采用低电阻元件的重要性。

方程式 1.1：热电压。

方程式 1.1 中有一点值得重视的是，根据该表达式我们还可计算出 RMS 噪声电压。在大多数情况下，工程师希望了解“最差条件下噪声会有多严重？”换言之，他们非常关心峰值对峰值电压的情况。如果我们要将RMS 热噪声电压转化为峰值对峰值噪声的话，那么必须记住的一点是：噪声会表现为高斯分布曲线。这里有一些单凭经验的方法即根据统计学上的关系，我们可将 RMS 热噪声电压转化为峰值对峰值噪声。不过，在介绍有关方法前，我想先谈谈一些数学方面的基本原理。本文的重点在于介绍统计学方面的基本理论，随后几篇文章将讨论实际模拟电路的测量与分析事宜。
概率密度函数：
构成正态分布函数的数学方程式称作“概率密度函数”（见方程式 1.2）。根据一段时间内测得的噪声电压绘制出相应的柱状图，从该柱状图，我们可以大致看出函数所表达的形状。图 1.2 显示了测得的噪声柱状图，并给出了相应的概率密度函数。

方程式 1.2：高斯曲线分布曲线对应的概率密度函数。

图1.2：根据相应的概率密度函数所绘制的分布曲线。

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概率分布函数：
概率分布函数是概率密度函数的积分。根据该函数，我们可了解某事件在给定的时间间隔内发生的概率（见方程式 1.3 与图 1.3）。举例来说，我们可以假定图 1.4 为噪声概率分布函数，该函数告诉我们，在任意时间点上，在 1V 与 +1V 之间（即 (-1, 1) 区间内）检测到噪声电压的概率为 30%。

方程式 1.3：概率分布函数。

图 1.3：概率密度函数与概率分布函数。

概率分布函数对我们将 RMS热噪声电压转化为峰值对峰值噪声非常有用。请注意，高斯分布曲线的尾部是无限延伸的，这就是说，任何噪声电压都是可能的。尽管理论上确实如此，但就实际情况而言，极大的瞬时噪声电压发生的可能性不大。举例来说，我们检测到噪声电压在 -3σ 与 +3σ 之间的概率为 99.7 %。换言之，噪声电压超出该范围的概率仅有0.3 %。因此，我们通常将噪声信号的峰值估算为±3σ（即 6σ）。请注意，也有些工程师将噪声的峰值估算为 6.6σ。人们对到底如何估计这个数值没有定论。图 1.4 显示，68% 的噪声都会不超过 2σ。表 1.1 总结了测量噪声电压时标准偏差与概率之间的关系。

图 1.4: 标准偏差与峰值噪声间的关系。

表 1.1: 标准偏差数与测量概率百分比。

因此，在一定的标准偏差条件下，我们可以根据关系式来估算峰值对峰值噪声。不过，总体来说，我们还是希望将 RMS 噪声电压转化为峰值对峰值噪声。人们常常假定 RMS 与标准偏差相同，不过事实并非总是如此。这两个值只有在不存在 DC 元件（DC 元件为平均值 μ）的情况下才相同。就热噪声而言，由于没有 DC 元件，因此标准偏差与 RMS 值相等。我们在附录中举出了“标准偏差与 RMS 相等”和“标准偏差与 RMS 不相等”两个不同的示例。
文章开头就给出了计算 RMS 热噪声电压的方程式。还有一种计算 RMS 噪声电压的方法就是先测量大量离散点，然后采用统计学方法估算标准偏差。举例来说，如果我们从模数 (A/D) 转换器中获得大量采样，那么我们就能运用方程式 1.4, 1.5 及 1.6 来计算噪声信号的平均偏差、标准偏差以及 RMS 值。附录中的示例 1.3 显示了在基本程序中如何运用上述方程式。我们在附录中还列出了一组更全面的统计方程供您参考。

方程式 1.4、1.5、1.6：离散数据的统计方程。

本文最后要介绍的概念是噪声信号的增加。为了增加两个噪声信号，我们必须先了解信号是否相关。来自两个不同信号源的噪声信号彼此不相关。举例来说，来自两个不同电阻器或两个不同运算放大器的噪声是彼此不相关的。不过，噪声源通过反馈机制会产生关联。什么是相关噪声源增加呢？一个很好的实例就是带噪声消除功能的耳机，其可通过累加反向相关的噪声来消除噪声。方程式 1.7 显示了如何添加相关噪声信号。请注意，就带噪声消除功能的耳机而言，相关系数 C 应等于 - 1。

方程式 1.7: 增加随机相关信号。

方程式1.8: 增加随机不相关的信号。

在大多数情况下，我们都要添加不相关的噪声源（见方程式 1.8）。在这种情况下增加噪声，我们要通过勾股定理得到两个矢量噪声的和。图 1.5 显示了增加噪声源的情况。我们通常可近似地估计一个噪声源强度为另一个的三分之一，较小的噪声源可忽略不计。

图 1.5: 噪声勾股定理。

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本文总结与后续文章介绍：在关于噪声的系列文章中，本文介绍了噪声的概念，谈论了噪声分析所需的一些统计学基本原理。本系列文章中都将用到这些基础知识。本系列文章的第二部分将介绍运算放大器的噪声模型，并给出计算总输出噪声的一些方法。
附录1.1：例1：本例中，RMS 值与标准偏差不等。通常说来，如果存在 DC 元件的话，标准偏差与 RMS 值不等（即非零平均值）。

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附录1.2：例2：本例中，RMS 等于标准偏差。通常说来，如果不存在 DC 元件的话，标准偏差与 RMS 相等（即平均值为零）。

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附录1.3：例3：计算平均偏差、标准偏差及 RMS 值所采用的基本程序

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附录1.4：采用概率分布函数的统计方程

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附录1.5：采用适用于测量数据的统计方程

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运算放大器电路固有噪声的分析与测量(第二部分)
第二部分：运算放大器噪声介绍
作者：TI高级应用工程师Art Kay 噪声的重要特性之一就是其频谱密度。电压噪声频谱密度是指每平方根赫兹的有效(RMS) 噪声电压（通常单位为nV/rt-Hz）。功率谱密度的单位为W/Hz。在上一篇文章中，我们了解到电阻的热噪声可用方程式 2.1 计算得出。该算式经过修改也可适用于频谱密度。热噪声的重要特性之一就在于频谱密度图较平坦（也就是说所有频率的能量相同）。因此，热噪声有时也称作宽带噪声。运算放大器也存在宽带噪声。宽带噪声即为频谱密度图较平坦的噪声。

方程式 2.1：频谱密度——经修改后的热噪声方程式

图 2.1：运算放大器噪声频谱密度

除了宽带噪声之外，运算放大器常还有低频噪声区，该区的频谱密度图并不平坦。这种噪声称作 1/f 噪声，或闪烁噪声，或低频噪声。通常说来，1/f 噪声的功率谱以 1/f 的速率下降。这就是说，电压谱会以 1/f(1/2 ) 的速率下降。不过实际上，1/f 函数的指数会略有偏差。图 2.1 显示了典型运算放大器在 1/f 区及宽带区的频谱情况。请注意，频谱密度图还显示了电流噪声情况（单位为 fA/rt-Hz）。
我们还应注意到另一点重要的情况，即 1/f 噪声还能用正态分布曲线表示，因此第一部分中介绍的数学原理仍然适用。图 2.2 显示了1/f 噪声的时域情况。请注意，本图的 X 轴单位为秒，随时间发生较慢变化是1/f 噪声的典型特征。

图 2.2：时域所对应的 1/f 噪声及统计学分析结果

图 2.3 描述了运算放大器噪声的标准模型，其包括两个不相关的电流噪声源与一个电压噪声源，连接于运算放大器的输入端。我们可将电压噪声源视为随时间变化的输入偏移电压分量，而电流噪声源则可视为随时间变化的偏置电流分量。

图 2.3：运算放大器的噪声模型

运算放大器噪声分析方法
运算放大器噪声分析方法是根据运放数据表上的数据计算出运放电路峰峰值输出噪声。在介绍有关方法的时候，我们所用的算式适用于最简单的运算放大器电路。就更复杂的电路而言，这些算式也有助于我们大致了解可预见的噪声输出情况。我们也可针对这些更复杂的电路提供较准确的计算公式，但其中涉及的数学计算将更为复杂。对更复杂的电路而言，或许我们最好应采用三步走的办法。首先，用算式进行粗略的估算；然后，采用 spice 仿真程序进行更准确的估算；最后通过测量来确认结果。
我们将以TI OPA277的简单非反向放大器为例来说明有关电路的情况（见图 2.4）。我们的目标是测定峰峰值输出噪声。为了实现这一目的，我们应考虑运算放大器的电流噪声、电压噪声以及电阻热噪声。我们将根据产品说明书中的频谱密度曲线来确定上述噪声源的大小。此外，我们还要考虑电路增益与带宽问题。

图 2.4：噪声分析电路示例

首先，我们应了解如何将噪声频谱密度曲线转换为噪声源。为了实现这一目的，我们需进行微积分运算。简单提醒一句，积分函数确定曲线下方的面积。图 2.5 显示，我们只须将长宽相乘（即矩形区域面积），便能获得常数函数的积分。这种转换频谱密度曲线为噪声源的关系比较简单。

图 2.5：通过积分计算曲线下方面积

人们通常会说，只有将电压频谱密度曲线进行积分计算，才能得到总噪声值。事实上，我们必须对功率谱密度曲线进行积分计算。该曲线实际反映的是电压或电流频谱密度的平方（请记住：P = V2/R 且 P=I2R）。图 2.6 显示了对电压频谱密度曲线进行积分计算所得的奇怪结果。图 2.7 显示，您可将功率谱密度进行积分计算，再通过求结果的平方根将其转换回电压。请注意，我们由此可获得合理结果。

图 2.6：计算噪声的不正确方法

图 2.7：计算噪声的正确方法

通过对电压与电流频谱的功率谱密度曲线进行积分计算，我们可得到运算放大器模型信号源的 RMS 幅度（图 2.3）。不过，频谱密度曲线将分布在 1/f 区与带低通滤波器的宽带区（见图 2.8）。如计算上述两个区域的总噪声，我们要采用微积分计算推导出的算式。再根据第一部分所讨论的处理非相关信号源的方法，对上述两个计算的结果做和的平方根 (RSS) 运算，对应第一部分中提到的非相关信号源。
首先，我们要对带低通滤波器的宽带区域进行积分计算。理想情况下，曲线的低通滤波器部分是一条纵向直线，我们称之为砖墙式滤波器 (brick wall filter)。由于砖墙式滤波器情况下的曲线下方区域为矩形，因此这一区域的问题比较好解决，长乘宽即可。在实际情况下，我们不能实现砖墙式滤波器。不过，我们可用一组常量来将实际情况下的滤波器带宽转换为等效的砖墙式滤波器带宽，以满足噪声计算的需要。图 2.9 将理论砖墙式滤波器与一阶、二阶及三阶滤波器进行了对比。

图 2.8：带滤波器的宽带区

图 2.9：砖墙式滤波器与实际滤波器相比较

我们可用方程式 2.2 用于转换实际滤波器或做砖墙式滤波器等效。表 2.1 列出了各阶滤波器的换算系数 (Kn)。举例来说，一阶滤波器带宽乘以 1.57 即为砖墙式滤波器带宽。调节后的带宽有时也称作噪声带宽。请注意，换算系数随着滤波器阶数的提升将越来越接近于1。换言之，滤波器阶数越高，就越接近于砖墙式滤波器。

方程式 2.2：宽带区域上简单滤波器的噪声带宽

表 2.1：砖墙式滤波器校正系数

既然我们有了将实际滤波器转换为砖墙式滤波器的算式，那么我们就能很方便地进行功率频谱的积分运算了。请记住，功率的积分运算为电压频谱的平方。我们需将积分结果进行平方根运算转换回电压。方程式 2.3 即由此得出（见附录 2.1）。因此，根据产品说明书中的数据套用方程式 2.2 、方程式 2.3便可计算出宽带噪声。

方程式 2.3：宽带噪声方程式

我们需记住，我们的目标是测定图 2.3 中噪声源 Vn 的幅度。该噪声源包括宽带噪声与 1/f 噪声。我们用方程式 2.2 与 2.3 可计算出宽带噪声。现在我们应计算 1/f 噪声，这就需求对噪声频率密度图 1/f 区域的功率频谱进行积分计算（如图 2.10所示）。我们可用方程式 2.4 和 2.5 获得有关积分结果。方程式 2.4 将 1/f 区的噪声测量结果归一化为 1Hz 时的噪声。某些情况下，我们可从图中直接读出该数值，有时用方程式更方便求得（见图 2.11）。方程式2.5用归一化噪声、上部噪声带宽与下部噪声带宽来计算 1/f 噪声。附录 2.2 给出了整个演算过程。

图 2.10：1/f 区域

方程式 2.4：频率为 1Hz 时的噪声（归一化）

图 2.11：两个 1/f 归一化示例

方程式 2.5：1/f 噪声计算

在考虑 1/f 噪声时，我们必须选择低频截止点。这是因为 1/f 函数分母为零时无意义（即 1/0 无意义）。事实上，理论上 0 赫兹时噪声趋近于无穷。但我们应当考虑到，频率极低时，其相应的时间也非常长。举例来说，0.1Hz 对应于 10 秒，而 0.001Hz则对应于 1000 秒。对极低的频率而言，对应的时间有可能为数年（如 10nHz 对应于 3 年）。频率间隔越大，积分计算所得的噪声就越大。不过我们也要记住，极低频噪声检测需要很长时间。我们在以后的文章中将更详细地探讨此问题。目前，我们暂且记住这一点，1/f 计算时通常用 0.1Hz 作为低频截止点。
既然我们已得到了宽带与 1/f 噪声的幅度，现在就用第一部分给出的无相关噪声源算式来叠加噪声源（见如下方程式 2.6 与本系列文章的第一部分中的方程式 1.8）。

方程式 2.6： 1/f 与宽带噪声叠加结果

工程师考虑分析方法时通常会担心，1/f 噪声与宽带噪声是否应在两个不同的区域进行积分计算。换言之，他们认为，由于 1/f 噪声与宽带噪声相加后会超出 1/f 区域，从而出现错误。实际上，1/f 区域与宽带区域一样，都涵盖所有频率。我们必须记住，当噪声频谱显示在对数图上，1/f 区在降至宽带曲线以下后影响极小。两条曲线结合明显的唯一区域就在 1/f 半功率频点处。在此区域中，我们看到两区域结合部的情况与数学模型相同。图 2.12 显示了两区实际重叠的情况，并给出了相应的幅度。

图 2.12：1/f 噪声区与宽带区重叠
现在，我们已得到了将噪声频谱密度曲线转换为噪声源所需的全部方程式。请注意，现在我们已推算出了电压噪声所需的方程式，不过相同的方法也可运用于电流噪声的计算。在本系列随后的文章中，我们将讨论用有关方程式来解决运算放大器电流的噪声分析问题。
本文总结与下一篇文章简介
在噪声系列文章中，本文介绍了运算放大器的噪声模型与噪声频谱密度曲线。此外，我们还介绍了基本的噪声计算方程式。本系列的第三部分将用实例说明实际电路中的噪声计算过程。

附录 2.1：

附录 2.2：
一阶滤波器“砖墙”校正系数的演算过程

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运算放大器电路固有噪声的分析与测量(三)
在第二部分中，我们给出了将产品说明书上噪声频谱密度曲线转换为运算放大器噪声源模型的方法。在本部分中，我们将了解如何用该模型计算简单运算放大器电路的总输出噪声。总噪声参考输入(RTI)包含运算放大器电压源的噪声、运算放大器电流源的噪声以及电阻噪声等。上述噪声源相加，再乘以运算放大器的噪声增益，即可得出输出噪声。图3.1显示了不同噪声源及各噪声源相加再乘以噪声增益后的情况。 ……

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运算放大器电路固有噪声的分析与测量(第四部分)
在本系列的第三部分，我们对简单的运算放大器电路进行了实际分析。在本部分中，我们将采用所谓 “TINA SPICE” 电路模拟套件来分析运算放大器电路。（您可在TI网站www.ti.com上通过输入TINA搜索，获得TINA SPICE的免费版TINA-TI）。TINA SPICE能够就SPICE套件进行传统类型的模拟（如dc、瞬态、频率域分析、噪声分析等）。
此外，TINA-TI还配有众多TI模拟宏模型。在本部分，我们将介绍TINA噪声分析以及如何证明运算放大器的宏模型能准确对噪声进行建模。重要的是，我们应当了解，有些模型可能不能对噪声做适当建模。为此，我们可以用一个简单的测试步骤来加以检查，并通过用分离噪声源和通用运算放大器开发自己的模型来解决这一问题。
测试运算放大器噪声模型的准确性
图4.1显示了用于确认运算放大器噪声模型准确性的测试电路。CCV1是一种流控电压源，我们用它来将噪声电流转换为噪声电压。之所以要进行这种转换，是因为TINA中的“输出噪声分析”需要对噪声电压进行严格检查。CCV1 的增益必须如图所示设为 1，这样电流就能直接转换为电压。运算放大器采用电压输出器配置，这样输出就能反映输入噪声情况。TINA能够识别到两个输出测量节点 “voltage_noise” 与 “current_noise”，它们用于生成噪声图。由于TINA需要输入源才能进行噪声分析，因此我们添加了信号源 VG1。我们将此信号源配置成正弦曲线，但这对噪声分析并不重要（见图 4.2）。

图 4.1：配置噪声测试电路（设置 CCV1 增益为 1）

图 4.2：配置噪声测试电路（设置信号源 VG1）

随后，我们可从下来菜单中选择 “分析\噪声分析”（如图4.3所示），进行噪声分析，这将生成噪声分析表。然后输入需要的起始和终止频率。该频率范围由受测试的运算放大器的规范决定。就本例而言，OPA227的规范要求频率范围为0.1 Hz～10 kHz，也就是说，这就是适合本例的频率范围。随后，在 “图表” 项下选择 “输出噪声” 选项，便可针对电路中每个测量节点（仪表）生成不同的频谱密度曲线。这样，我们进行分析时，就能获得两个频谱密度曲线图，一个是针对 “电压噪声”节点，另一个则是针对 “电流噪声” 节点。

图 4.3：执行 “噪声分析” 选项

图4.4显示了噪声分析的结果。我们可用一些简单的方法来将曲线转换为更有用的形式。首先，我们点击 “视图” 菜单下的 “曲线分离”，随后，再点击Y轴并选择 “对数” 标度。根据适当范围设置上下限（四舍五入到10的N次幂）。点数调节为1+Number_of_Decades。在本例中，我们有三个十倍频程（即100f ～100p），因此，我们需要四点（见图 4.5）。

图 4.4：转变为更有用的格式的简单方法（曲线分离）

图 4.5：转变为更有用的格式的简单方法（变为对数标度）

我们将模拟结果与图 4.6 中的 OPA227 数据表相比较。请注意，二者几乎相同。这就是说，OPA227 的 TINA-TI 模型能准确进行噪声建模。我们对 OPA627 模型也采用与上述相同的步骤，图 4.7 显示了测试结果，发现 OPA627 模型没能通过测试。OPA627 模型的电流噪声频谱密度约为 3.5E-21A/rt-Hz，而规范要求则为 2.5E-15A/rt-Hz。此外，模型中的电压噪声未体现 l/f 区。下面，我们将为这款运算放大器建模，实现适当的噪声建模。

图 4.6：OPA227 通过建模测试

图 4.7：OPA627 未通过建模测试

建立自己的噪声模型
在第二部分中，我们曾介绍过运算放大器噪声模型，它包括运算放大器、电压噪声源和电流噪声源。我们将用分离噪声源和通用运算放大器来构建这一噪声模型。模拟与 Rf 模型 (Analog & Rf models) 公司的Bill Sands为 TI 开发了分离噪声源。您可从 TI 网站 www.ti.com下载这种噪声源，只需搜索 “TINA-TI 应用原理图” 并查找 “噪声分析”文件夹即可。我们还在附录 4.1 和 4.2 中给出了“ TINA 宏”列表。图 4.8 显示了用于创建噪声模型的电路。请注意，这就是我们此前使用的测试电路配置。该电路配置中有一个连接在输入端之间的电流噪声源。严格地说，实际上有两个电流噪声源。不过，我们从产品说明书很难说清楚这些信号源之间的相互关系。而且，在电流反馈放大器中这些信号源的信号幅度不同。我们在以后的文章中将更详细地探讨上述问题。我们将对电路加以定制，以便对 OPA627 的噪声特点进行适当建模。

图 4.8：采用分离噪声源的运算放大器噪声模型

图 4.9：进入宏以配置噪声电压源

图 4.10：输入 1/f 区数据

随后，我们应输入宽带噪声频谱密度，这里要用到 NVR 参数。请注意，由于宽带噪声强度就所有频率而言都是一样的，因此这里不需要输入频率（见图4.11）。输入噪声信息之后，我们必须编辑并关闭 SPICE 文本编辑器。点击“校验框”，注意到状态栏会显示 “编辑成功” 消息。在 “文件” 菜单下选择“关闭”，返回原理图编辑器（见图 4.12）。

图 4.11：输入宽带区数据

我们对电流噪声源也要采取相同步骤。就此示例来说，电流源没有 1/f 噪声。这时，宽带频谱密度和 1/f “.PARAM” 均设为2.5fA/rt-Hz。1/f 频率通常设为非常低的频率，如 0.001Hz （见图 4.13）。

图 4.12：编辑 “宏” 并 “关闭”

图 4.13：输入电流噪声源数据

现在，我们对两种噪声源都进行了适当配置，接下来就要编辑通用运算放大器模型中的一些 AC 参数了。具体说来，必须输入开环增益和主导极点，因为它们会影响放大器的闭环带宽，反过来闭环带宽又会影响电路的噪声特性。开环增益在数据表中通常采用 dB 为单位。我们可用方程式 4.1 将 dB 转换为线性增益。我们还可用方程式 4.2 来计算 Aol 曲线中的主导极点。例 4.1 就 OPA627 进行了主导极点计算。图 4.14 给出了主导极点的图示。

方程式4.1：将 dB 转化为线性增益

方程式4.2：计算主导极点

例 4.1：查找 OPA627 的线性开环增益和主导极点

图 4.14：增益主导极点与频率关系图

下面，我们应编辑通用运算放大器模型，其中包括开环增益和主导极点。只需双击运算放大器标志并按下 “类型” 按钮即可，这将启动“目录编辑器”。在“目录编辑器”中，我们要修改“开环增益”以匹配于我们在例 4.1 中计算所得的结果。图 4.15概述了相关步骤。

图 4.15：编辑通用运算放大器

现在，运算放大器的噪声模型已经构建完毕。图4.16显示了模型上运行测试的过程及结果。正如我们所期望的那样，新模型与数据表刚好匹配。

图 4.16：“手工构建的”新模型顺利通过模型测试

用TINA分析第三部分中的电路
图4.17显示了采用 Tina SPICE 的 OPA627 建模原理图。请注意，第四部分讨论了通过用分离噪声源和通用运算放大器开发自己的模型来对噪声进行适当建模的方法，此外，电阻 Rf 和 R1 匹配于第三部分中的示例电路。

图 4.17：OPA627 电路示例

我们可从下来菜单中选择 “分析\噪声分析”，进行 Tina SPICE 噪声分析，这将生成噪声分析表。我们可在噪声分析表上选择 “输出噪声” 和 “总噪声”选项。“输出噪声” 选项将针对所有测试点（即带仪表的节点）生成噪声频谱密度图。“总噪声”将生成功率谱密度曲线图积分结果。我们可通过总噪声曲线明确电路的均方根输出噪声电压。图 4.18 显示了如何执行噪声分析。

图 4.18：运行噪声分析

图 4.19 和图 4.20 显示了 TINA 噪声分析的结果。图 4.19 给出了放大器输出处的噪声频谱密度（即输出噪声）。该曲线结合了所有噪声源，并包括噪声增益的效果和噪声带宽。图 4.20 显示了给定带宽下放大器输出处的总噪声。我们也可以求功率频谱密度曲线的积分（即电压频谱密度的平方），从而推导出该曲线。请注意，该曲线在高频下为常量，即323uVrms。这一结果与第三部分中计算得出的均方根噪声相匹配（我们计算所得的噪声为324uV）。还要注意，该噪声为常量，这是由于运算放大器的带宽限制使然。
图 4.19：输出噪声图结果

图 4.20：总噪声图结果

本文总结和下文内容提要
在本文中，我们介绍了称作 TINA SPICE 的电路模拟套件。我们用 TINA 开发了一套简单的测试步骤来检查运算放大器模型是否可以准确对噪声进行建模。在某些情况下，有的模型不能通过测试，因此，我们就用分离噪声源和通用运算放大器开发出了我们自己的模型。我们还用 TINA 来计算第三部分实际分析中所用的示例电路的噪声。在第五部分，我们将分析测试噪声的方法，特别是要对此前章节中的噪声计算结果进行物理测量。

[ 本帖最后由 lixiaohai8211 于 2010-3-25 21:03 编辑 ]

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附录 4.1：电压噪声宏

* BEGIN PROG NSE NANO VOLT/RT-HZ

.SUBCKT VNSE 1 2

* BEGIN SETUP OF NOISE GEN - NANOVOLT/RT-HZ

* INPUT THREE VARIABLES

* SET UP VNSE 1/F

* NV/RHZ AT 1/F FREQ

.PARAM NLF=15

* FREQ FOR 1/F VAL

.PARAM FLW=10

* SET UP VNSE FB

* NV/RHZ FLATBAND

.PARAM NVR=4.5

* END USER INPUT

* START CALC VALS

.PARAM GLF={PWR(FLW,0.25)*NLF/116?}

.PARAM RNV={1.184*PWR(NVR,2)}

.MODEL DVN D KF={PWR(FLW,0.5)/1E11} IS=1.0E-16

* END CALC VALS

I1 0 7 10E-3

I2 0 8 10E-3

D1 7 0 DVN

D2 8 0 DVN

E1 3 6 7 8 {GLF}

R1 3 0 1E9

R2 3 0 1E9

R3 3 6 1E9

E2 6 4 5 0 10

R4 5 0 {RNV}

R5 5 0 {RNV}

R6 3 4 1E9

R7 4 0 1E9

E3 1 2 3 4 1

C1 1 0 1E-15

C2 2 0 1E-15

C3 1 2 1E-15

.ENDS

·END PROG NSE NANOV/RT-HZ

附录 4.2：电流噪声宏

* BEGIN PROG NSE FEMTO AMP/RT-HZ

.SUBCKT FEMT 1 2

* BEGIN SETUP OF NOISE GEN - FEMPTOAMPS/RT-HZ

* INPUT THREE VARIABLES

* SET UP INSE 1/F

* FA/RHZ AT 1/F FREQ

.PARAM NLFF=2.5

* FREQ FOR 1/F VAL

.PARAM FLWF=0.001

* SET UP INSE FB

* FA/RHZ FLATBAND

.PARAM NVRF=2.5

* END USER INPUT

* START CALC VALS

.PARAM GLFF={PWR(FLWF,0.25)*NLFF/116?}

.PARAM RNVF={1.184*PWR(NVRF,2)}

.MODEL DVNF D KF={PWR(FLWF,0.5)/1E11} IS=1.0E-16

* END CALC VALS

I1 0 7 10E-3

I2 0 8 10E-3

D1 7 0 DVNF

D2 8 0 DVNF

E1 3 6 7 8 {GLFF}

R1 3 0 1E9

R2 3 0 1E9

R3 3 6 1E9

E2 6 4 5 0 10

R4 5 0 {RNVF}

R5 5 0 {RNVF}

R6 3 4 1E9

R7 4 0 1E9

G1 1 2 3 4 1E-6

C1 1 0 1E-15

C2 2 0 1E-15

C3 1 2 1E-15

.ENDS

* END PROG NSE FEMTO AMP/RT-HZ

lixiaohai8211

运算放大器电路固有噪声的分析与测量(第五部分)
在第四部分中，我们采用了TINA SPICE来分析运算放大器(op amp)中的噪声。同时，TINA SPICE分析所采用的示范电路也可用于第三部分的工艺分析(hand analysis)范例中，而且使用工艺分析和TINA SPICE所得出的结果非常接近。在第五部分中，我们将着重介绍用于噪声测量的几款不同型号的设备，并探讨设备的技术规范以及与噪声测量有关的运行模式。虽然探讨的是具体的设备型号，但是相关的原理适用于大多数的设备。在第六部分中，我们将向您展示实际的应用范例——如何运用相关设备来测量第三部分和第四部分中所阐述的电路。

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lixiaohai8211

运算放大器电路固有噪声的分析与测量(第六部分)
在第5部分我们介绍了不同类型的噪声测量设备。我们将在第6部分讨论与噪声测量相关的参数和操作模式。在这里我们将列举一些实际应用的例子，来说明如何使用该设备对第3部分及第4部分所描述的电路进行测量。屏蔽：测量固有噪声时，消除外来噪声源是很重要的。常见的外来噪声源有：电源线路“拾取”（“拾取”是指引入外来噪声，比如 60Hz 噪声）、监视器噪声、开关电源噪声以及无线通信噪声。通常利用屏蔽外壳将所测电路放置于其中。屏蔽外壳通常由铜、铁或铝制成，而重要的是屏蔽外壳应与系统接地相连。

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lixiaohai8211

运算放大器电路固有噪声的分析与测量(第七部分)
本文将讨论决定运算放大器 (op amp) 固有噪声的基本物理关系。集成电路设计人员在噪声和其他运算放大器参数之间进行了一些性能折衷的设计，而电路板和系统级设计人员将从中得到一些启发。另外，工程师们还能了解到，如何根据产品说明书的典型规范在室温及超过室温时估算最坏情况下的噪声。

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lixiaohai8211

运算放大器电路固有噪声的分析与测量
第八部分：爆米花噪声(二)
爆米花噪声数据分析 在此章节我们将推荐几种用于分析低频噪声并确定是否有爆米花噪声方法。所使用的分析技术独立于用于测量数据的电路结构。工程师一般用定性方法都能检测出一个示波器波形，并确定一个信号是否具有爆米花噪声。我们还将介绍如何用定性方法确定爆米花噪声。此外，我们将讨论如何设置爆米花噪声以及1/f 噪声的通过/失败极限。 ……

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jbjhl504

受益了，真的很全，就是有点难...呜呜

bingyan2011

犀利啊~尽可能看懂它，消化它~

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