对放大器补偿的实际考虑

Aguilera

对放大器补偿的实际考虑 [复制链接]

      当我们对放大器作补偿，以获得最快的稳定时间时，要实际考虑很多的方面（见正文图1）。一旦选定了某款放大器，唯一可以变动的稳定变量就是通过改变放大器的补偿网络，而改变振铃时间。由于转换时间通常是主导性延迟，因此选一款当前转换最快的放大器就很有吸引力。不幸的是，快速转换的放大器通常有更长的振铃时间，这抵消了速度的优势。如果用大的补偿电容阻止振铃，则会延长稳定时间。
　　良好稳定时间的关键是选择一款在转换速率与恢复特性之间有正确折衷的放大器，并对其作恰当的补偿。这看似很难，因为不可能预测出或从任何数据表规格的组合中推断出放大器的稳定时间。必须用预期的结构，测量出稳定时间。
　　影响稳定时间的是一系列因素的结合。它们包括：放大器的转换速率以及ac动态特性、布局电容、源电阻和电容，以及补偿电容。各个项之间以一种复杂的方式相互作用，使预测更为困难，Spice爱好者应加以注意。如果用一个纯阻性源替代寄生元件，仍然不能稳定地预测出放大器的稳定时间。寄生阻抗项使这个困难的问题更难以处理。

　　处理寄生项的唯一方式是调整补偿电容CF。当恰当地调整了CF的值时，放大器增益就会在最佳动态响应的频率时出现滚降。当选择的电容为所有项作了正确的补偿时，就获得了最佳的稳定结果（图A）。
　　轨迹A是经时间校正的输入脉冲，而轨迹B则是放大器的稳定信号。放大器作明确的转换，在9 ns内稳定到5 mV。采样门只在第二个垂直刻度后打开。波形标志很严格，有几乎精密的阻尼。当使用过大的反馈电容时，稳定过程很平顺，但会过阻尼（图B），多了13 ns的时间，总稳定时间为22 ns。去除反馈电容就获得了一个有过大振铃时间偏移的严重欠阻尼响应（图C）。稳定时间更达33 ns。采用过小的反馈电容则会得到一个需要27 ns才能稳定的欠阻尼响应（图D）。注意，图B、C和D都需要减小垂直刻度，才能捕捉到非最佳的响应。

　　当您为最佳响应而修正反馈电容时，源电容、杂散电容、放大器电容和补偿电容的公差是没有关系的。如果不采用单个修正，就必须考虑这些公差会确定反馈电容的提供值。杂散电容与源电容和输出负载，以及反馈电容的值都影响着振铃时间。关系是非线性的，虽然可能有些指导作用。杂散项与源项可以在±10%之间变动，而反馈电容通常是一种±5%的元件。这些数值的前提是一个阻性源。如果源有很多寄生电容，如一个光电二极管或DAC，则此数字很容易达到±50%。另外，放大器转换速率也有一个明显的公差，数据表会给出这个值。为了获得一个实际的反馈电容值，要通过单独修正生产板的布局，确定最佳值。记住还要考虑到电路板布局的寄生电容。然后，考虑杂散电阻和源电阻项、转换速率和反馈电容公差在最差情况下的百分数。将这个信息加到修正后电容的测量值上，获得实用值。这种预算也许不会过于悲观。误差应为RMS（均方根）形式的加总，而不是一种单纯的加法。

gmchen

应该是翻译的材料。内容是好内容，可惜翻译太差，熟悉的还能看懂，不熟悉的肯定云里雾里。做个记号，以后有空写一篇详细讨论的帖子。

Aguilera

gmchen 发表于 2017-1-16 11:34
应该是翻译的材料。内容是好内容，可惜翻译太差，熟悉的还能看懂，不熟悉的肯定云里雾里。做个记号，以后有 ...

好的，谢谢