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【转】强化GPS接收机前级电路效能
出处 ------------------http://www.2cm.com.tw/technologyshow_content.asp?sn=0809100007
| 隨著行動電話、全球衛星定位系統(GPS)、全球微波存取互通介面(WiMAX)、藍牙(Bluetooth)等各式通訊技術日益普及，1GHz以上超高頻率的可攜式無線通訊裝置也隨之水漲船高。然而，由於幾乎裝置製造商都要求天線小型化、高移動性與攜帶性，因此這些無線通訊裝置通常設有可以將天線與微弱高頻訊號放大的低噪訊放大電路，以及可抽出傳送波的帶通濾波器(BPF)等處理微弱類比訊號的電路(圖1)。 | ![]() | 特別是在傳送距離長或是遭障礙物遮蔽時，使用者多會嚴格要求通訊不可中斷，因此無線通訊裝置更勢必具備性能優秀的前級(Front End)電路。因此，本文將以行動電話、個人導航裝置(PND)內部的1GHz以上超高頻類比電路為例，探討利用天線接收GPS衛星1.57542GHz送訊訊號之後的類比訊號處理電路特性。
![]() | | 圖1 典型的無線通訊用高頻類比電路架構 |
LNA設計良窳影響甚鉅 由於GPS衛星傳送的電波非常微弱，為穩定接收衛星的微弱訊號，因此必須將訊號利用放大器充分增幅，最後再輸入至解調用數位IC處理。而一旦放大器設計不良，造成放大器本身產生的噪訊強度超過增幅後的訊號強度，衛星訊號就會被噪訊埋沒。因此低噪訊功率放大器(LNA)的設計方式優劣影響甚鉅。
然而，由於利用低噪訊功率放大器增幅訊號，容易受到連接於後級濾波器與混合器產生的噪訊干擾，因此包含解調用數位IC在內，為實現高收訊感度設計，必須進行各種改善對策，才能提高性能。
一般來說，無線低噪訊功率放大器要求的性能共有三種，分別是使用低噪訊特性的IC與電晶體，實現低噪訊指數、高增益特性，以及輸入單元的阻抗(Impedance)整合。
最重要的性能是低噪訊，它的特性指標是增幅電路常用的噪訊指數(NF)。噪訊指數表示通過電路的訊號訊噪比(S/N)惡化量，噪訊指數越大的電路代表內部產生的訊噪越大。
其次是增益特性，這項特性是指，在滿足噪訊指數等各種性能的範圍內，盡量加大增益的設定值。如圖2所示，多個電路模組串聯連接時，若系統整體的噪訊指數愈低，代表可以接收低強度的訊號，而且感度亦可提高。
![]() | | 圖2 各種元件噪訊對高頻系統S/N的影響 |
有關噪訊指數的計算，具體步驟如下：
先將dB單位轉換成真數
![]() ............................................(公式1)
![]() ............................................(公式2)
f、g：真數表示的噪訊指數
F、G：dB表示的噪訊指數(dB)
![]()
....................................................................(公式3)
並利用下式將真數轉換成dB。
![]() ................................(公式4)
為掌握圖3四種電路在有無LNA及無線低噪訊功率放大器(WLNA)雜訊特性的好壞，對整體電路造成哪些影響，因此利用上述計算式求出總噪指數，其結果分別如下：
![]() | | 圖3 追加LAN改善S/N特性 |
當圖3(a)沒有噪訊功率放大器時：![]() .............................................(公式5)
當圖3(b)追加噪訊功率放大器時：
![]()
當圖3(c)追加增益的LNA時：
![]()
圖3(d)追加增益的LNA時：
![]()
亦即初級一旦追加LNA，電路整體就會變成低噪訊化。此外根據a、b、c的計算結果，獲得的結論包括：一旦加入LNA，電路整體的噪訊指數即可獲得改善，且LNA的增益越大，後級電路的噪訊影響越低，而LNA的噪訊指數越低，電路整體的噪訊指數也越小。
若將LNA的輸入阻抗整合成50Ω，噪訊指數會急遽惡化。由於噪訊指數最佳化設計上必須整合電路，因此從增幅元件輸入端子側觀察訊號源，將使反射係數與參數![]() 一致。
另外，要求噪訊指數與參數最小化的場合，設定的訊號源側的阻抗，通常會使用表1的增幅元件技術資料記載的資料，不過訊號源側的阻抗若配合參數![]() ，輸入電壓駐波比(VSWR)與增益會惡化，因此設計上須考慮噪訊指數、增益等互動關係。
| 表1 高頻電晶體技術資料記載的最佳訊號源阻抗資料摘要 | 頻率f
(GHz) | 最小噪訊指數
Fmin(dB) | 最佳信號源阻抗Γopt | Rn/50 | 振幅 | 位相(0) | 0.9 | 0.51 | 0.69 | 15 | 0.26 | 1.0 | 0.52 | 0.68 | 17 | 0.25 | 1.5 | 0.57 | 0.63 | 25 | 0.24 | 2.0 | 0.61 | 0.61 | 35 | 0.23 | 2.5 | 0.62 | 0.56 | 46 | 0.21 | 3.0 | 0.65 | 0.44 | 59 | 0.17 |
註：Rn/50是以50Ω正規化的值，該值越小整合偏差時的噪訊指數惡化程度越少，Rn為噪訊阻抗。
再從實際設計來看，有關前級放大、濾波、抗噪訊電路的設計目標，是以GPS的1.57542GHz電波頻率為前提，並要求輸入與輸出電壓駐波比低於2.5，噪訊指數低於1.2dB，增益大於15dB，偏壓則![]() 。
至於在增幅元件的選擇上，國內外廠商提供各式各樣的類型，從單純附加電源即可使用的單晶微波積體電路(MMIC)，一直到分離型(Discrete Type)，有多種款式可以選擇。
表2是GPS LNA常用的增幅元件特性一覽表，本文電路使用編號NESG2031M05的NPN型矽鍺(SiGe)射頻電晶體(RF Transistor)。
| 表2 GPS LNA使用的增幅元件特性摘要 | 型號 | 噪訊指數
NF(dB) | 增益
(dB) | IP1Db
(dBm) | P1Db
(dBm) | 測試條件 | ALM-1106 | 0.8 | 14.3 | 1.8 | --- | VDD=2.85V, IDS=8mA, f=1.575GHz | MGA-635T6 | 0.74 | 14.5 | 2.5 | --- | VDD=2.85V, IDS=6.3mA, f=1.575GHz
| MC13820 | 1.25 | 18 | -10 | --- | VCC=2.75V, IDS=2.8mA, f=1.575GHz | NJM113KA1 | 0.65 | 29 | --- | 11 | VDD=2.85V, IDS=5mA, f=1.575GHz | MAX2659 | 0.8 | 20.5 | -12 | --- | VCC=2.85V, IDS=4.1mA, f=1.57542GHz | NE3509M04 | 0.4 | 17.5 | --- | 11 | VDS=2V, ID=10mA, f=2GHz | NESG34018 | 0.6
--- | 16
--- | ---
--- | ---
12 | VDS=2V, ID=5mA, f=2GHz
VDS=2V, ID=10mA, f=2GHz
| NESG2031M05 | 0.8
--- | 17
--- | ---
--- | ---
13 | VCE=2V, ID=5mA, f=2GHz
VCE=2V, ID=20mA, f=2GHz | NESG3031M05 | 0.6
--- | 16
--- | ---
--- | ---
13 | VCE=2V, ID=6mA, f=2.4GHz
VCE=3V,ID=20mA, f=5.8GHz | μPC8211TK | 1.3 | 18.5 | --- | -4 | VCC=3V,IDS=3.5mA, f=1.575GHz | μPC8215TU | 1.3 | 27 | --- | 5 | VCC=3V,IDS=10mA, f=1.575GHz | μPG2311T5F | 1.2 | 37 | --- | 5 | VCC=3V,IDS=17mA, f=1.575GHz | RF2373 | 1.1 | 19 | -5 | --- | VCC=3.3V,IDS=10mA, f=1.575GHz | SGL-0622Z | 1.5 | 28 | --- | 5.3 | VCC=3.3V,IDS=10.5mA, f=1.575GHz
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由表2可知NESG系列具備LNA要求的低噪訊指數與高增益特性；此外，本設計還使用NESG系列評估用電路基板。
偏壓(Bias)參考表2記載的測試條件，設定成![]() 。根據技術資料記載的偏壓條件，分別是![]() ，![]() ，![]() 假設電源電壓![]() ，設計固定偏壓電路就可以獲得圖4的電路。
![]() | | 圖4 LAN的基本電路 |
![]() 若分布不均會影響LNA的特性，為抑制![]() 的分布不均影響，使用主動偏壓電路相當有效。 另外，為了最佳化電路特性，可以使用半導體廠商在官方網站元件資料庫的模擬分析軟體，本文電路使用Ansoft Designer SV版模擬分析器。
圖5是必要元件排列描繪的模擬分析電路圖，不過高頻電路的場合對這樣的模擬分析結果毫無可信度依據。一般處理高頻電路的模擬分析，必須將連接元件的銅箔印刷圖案，以及包含電容器的Lead電極在內的電感成分，全部視為元件的一部分考慮，並且列入模擬分析電路內。
![]() | | 圖5 模擬分析電路圖 |
圖6是配合印刷圖案在偏壓電路追加電感，可以調整特性的模擬分析電路圖，作業時須確認噪訊指數、增益、輸入電壓駐波比、輸出電壓駐波比、穩定指數(K Factor)並進行調整。而電容器設定成1608大小的積層陶瓷電容器，串聯追加電感成分為![]() ，並聯追加容量成分為![]() 。
![]() | | 圖6 考慮評鑑基板布線的模擬分析電路圖設置保護與附加功能 |
圖7～圖11是頻率為1.57542GHz的GPS在0.98dB與16.58dB噪訊指數、輸入與輸出電壓駐波比為1.74與1.76，且穩定係數為1.13之情形下，所呈現的相關特性分析。
![]() | | 圖7 預測LAN噪訊指數的頻率特性 |
![]() | | 圖8 預測LAN的增益頻率特性 |
![]() | | 圖9 預測LAN的輸出反射頻率特性 |
![]() | | 圖10 預測LAN的輸出阻抗頻率特性 |
![]() | | 圖11 預測LAN的穩定係數頻率特性 |
由圖11可知，1.575GHz附近，可以滿足![]() 而且很穩定，不過低頻領域![]() 可能會發生振盪，因此![]() 從200Ω變更成62Ω，使全頻寬的![]() 。此時1.57542GHz的噪訊指數與增益分別惡化變成1.04dB與14.44dB，尤其是增益比15.0dB的目標值低，然而異常振盪是致命性傷害，因此穩定性的維持必須優先考慮。 至於輸入電壓駐波比為1.81，輸出電壓駐波比為1.14，雖然輸入的反射稍微惡化，不過輸出的反射卻很低。
接著試作低噪訊放大電路，根據測試結果顯示![]() 低於5mA，因此圖6的![]() 從82kΩ變成75kΩ。
圖12～圖15是頻率為1.57542GHz的GPS在噪訊指數為1.02dB，增益為16.80dB，輸入與輸出電壓駐波比分別為2.15與2.25，且穩定係數為1.13情形下，所呈現的頻率特性。
![]() | | 圖12 預測LAN的噪訊指數頻率特性 |
![]() | | 圖13 預測LAN的增益頻率特性 |
![]() | | 圖14 預測LAN的輸出入反射頻率特性 |
![]() | | 圖15 預測LAN的輸出入阻抗頻率特性 |
兩相比較，實測值與模擬分析結果幾乎完全一致，雖然噪訊指數、增益、輸入電壓駐波比惡化，不過輸出電壓駐波比卻大幅改善。 帶通濾波器有效過濾其他雜訊
如圖16所示，其他電波同樣會入侵收訊天線，雖然天線本身具備類似帶通濾波器的特性，不過其他電波的頻率範圍非常寬廣雜散，無法全部消除因此非常容易入侵至電路內部。而一旦希望收到的訊號與其他訊號強度相同，且混入一般接收機的解調電路，就無法正常收訊，即使其它訊號的強度比收訊訊號低，收訊感度同樣會降低，此時若將收訊訊號輸入到經過適當設計的帶通濾波器，就會只有必要的訊號能夠通過。一般來說，帶通濾波器的頻寬越窄，收訊頻寬內的雜訊電力會降低，S/N比與接收機的感度則相對提高。
![]() | | 圖16 BPF的動作特性 |
為實現高感度收訊，多半希望帶通濾波器具備可以使帶通濾波器的頻率通過範圍變窄，消除收訊頻寬附近的妨礙波，降低入侵後級電路的雜訊電力、儘量增加帶通濾波器衰減範圍的衰減量、減少帶通濾波器的插入損失，有效改善噪訊指數等特性。 關於帶通濾波器的必要性能，由於通過頻寬、衰減特性、反射特性與插入損失非常重要，因此同時也是帶通濾波器的必備特性。
通過頻寬是指訊號通過的頻率範圍，如GPS接收器要求的通過頻寬大約是1,575.42±1.023MHz。衰減特性則要求通過頻寬以外的急遽衰減；反射特性會影響與帶通濾波器前後電路阻抗的整合，低反射亦即輸出電壓駐波比較低的帶通濾波器較易使用。
有關通過頻寬內的損失，GPS的收訊器要求較低的插入損失。收訊天線與LNA間，如果設置的插入損失很大，帶通濾波器收訊感度會大幅降低。至於LNA後段設置帶通濾波器的場合，即使插入損失變大，但在使用上卻沒問題。
接著利用圖17的電路說明帶通濾波器的插入位置對噪訊指數的影響。
![]() | | 圖17 BPF的設置位置對感度的影響 |
圖17(a)顯示的是無帶通濾波器，只有LNA的電路圖。 此時![]()
圖17(b)則是插入損失![]() 帶通濾波器，插入LNA後段的電路。
![]()
至於插入損失![]() 帶通濾波器，插入LNA前段電路則如圖17(c)。
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從圖17(a)與圖17(b)的結果比較可知，帶通濾波器插入LNA後段的場合，幾乎完全沒有任何損失影響；圖17(a)與圖17(c)的比較則指出，帶通濾波器插入LNA前段的場合，只有帶通濾波器的雜訊指數會惡化。
圖18是中心頻率為1575.42MHz，通過頻寬為10MHz，輸出入阻抗為50Ω的規格所設計的帶通濾波器電路圖，本電路使用Arlon開發的25N高頻電路專用印刷基板；圖19是帶通濾波器電路模擬分析的結果。
![]() | | 圖18 利用印刷圖案設計的導航儀Front End用BPF電路圖 |
![]() | | 圖19 BPF增益頻率特性 |
不過，圖18的濾波器插入損失高達5dB，而且外形尺寸非常大，並不適合GPS接收器使用。因此得知，利用電感與電容器構成的LC濾波器，或是類似圖18所示的傳輸線路濾波器，到目前為止還無法當作GPS的濾波器使用。GPS接收器主要使用同時具備小型、窄頻寬通過特性與急遽衰減特性的濾波器，例如表面聲波濾波器(Surface Acoustic Wave Filter, SAW Filter)、誘電體濾波器、腔聲諧振器(Bulk Acoustic Resonator, BAW)或是薄膜腔聲諧振器(Film Bulk Acoustic Resonator, FBAR)。 腔聲諧振器與薄膜腔聲諧振器都是利用Bulk彈性波，在固體表面傳送時波動。表面聲波濾波器主要是由水晶基板製成，腔聲諧振器濾波器則由矽基板製成。
表3是內建LNA與帶通濾波器的單晶片IC ALM－1412的電氣特性摘要，ALM－1412主要特徵是與LNA、帶通濾波器完全相容，它可以有效削減元件使用數量。圖20是ALM－1412單晶片IC的內部方塊圖。
| 表3 內建LAN與BPF的單晶片IC ALM－1412的電氣特性摘要 | 項目 | 符號 | 單位 | 最小 | 標準 | 最大 | | 增益 | G | dB | 11 | 13.1 | --- | | 噪訊指數 | NF | dB | --- | 0.77 | 1.2 | | 1dB增益壓縮時的輸出電力 | IP1dB | dBm | --- | 3.4 | --- | | 第3次Intercept Point(2Tone@fc±2.5MHz) | IIP3 | dBm | --- | 7.0 | --- | | 輸入Return Loss | S11 | dB | --- | -9.0 | --- | | 輸出Return Loss | S22 | dB | --- | -10 | --- | | 逆向絕緣 | S12 | dB | --- | -23 | --- | | GPS收訊頻率(1.575MHz)的827.5MHz衰減量 | --- | dBc | 45 | 61 | --- | | GPS收訊頻率(1.575MHz)的1885MHz衰減量 | --- | dBc | 45 | 54 | --- | | 電源電流@VSD=2.6V | IDD | μA | --- | 9 | 15 | | 待機電流@VSD=0V | Ish | μA | --- | 0.1 | --- |
![]() | | 圖20 內建LAN與BPF的單晶片IC內部方塊圖 |
從以上介紹可知，隨著超高頻可攜式無線通訊裝置的普及，放大、濾波、抗噪訊技術對通訊品質的影響也隨之加重，讓LNA與帶通濾波器的角色不可或缺。 |
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提升卡
变色卡
千斤顶
