三相高频PWM整流器的预测电流控制

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三相高频PWM整流器的预测电流控制 [复制链接]

研究了三相高频PWM整流器的数学模型，分析了预测电流控制方法的基本原理，给出了电压控制环路计算的方法。最后给出了实验结果。

关键词：三相高频PWM整流器；预测电流控制；原理与计算

0 引言

传统的相控整流器和二级管整流器存在功率因数低、电流谐波含量高、对电网污染严重等缺点。高频PWM整流器功率因数可达1，输入电流为正弦，且可向电网回馈能量,克服了传统整流器的缺点。高频PWM整流器在控制算法上一般采用电压、电流双环设计，以控制直流输出电压的稳定并使输入电流为正弦。在电流控制算法上，常常采用将模型转换到同步旋转的dq坐标系的方法，以实现d、q轴电流的解耦控制为目标，这种算法常常需要锁相环等环节实现d、q轴的定位，比较复杂。本文研究了一种预测电流控制法，能实现对电流的快速响应，且实现简单。

1 三相高频PWM整流器模型和预测电流控制的基本原理

三相电压型高频PWM整流器主电路如图1所示。由图1可得

U_Si－U_Ci=L，i=a，b，c（1）

式中：U_Sa，U_Sb，U_Sc分别为三相电源电压；

i_Sa，i_Sb，i_Sc为相应的三相电流；

U_Ca，U_Cb，U_Cc分别为A，B，C三点处的电压，为三个控制量，决定于各桥臂的占空比和直流输出电压；

L为各相串联电感的电感量。

用前向差商代替微分对式（1）离散化，得

U_Ci(k)=U_Si(k)－L，i=a，b，c（2）

式中：T_s为采样周期。

为了减小时延的影响，可利用已知状态，预测下一个采样时刻达到电流i_Si^＊所需的控制电压U_Si^＊，因此，由式（2）可得

U_Ci^＊(k)=U_Si(_k)－L，

i=a，b，c（3）

式（3）的意义是，根据当前已知的状态变量U_Si(k)及i_Si(k)和参数值T_s及L以及下一步指令电流值i_Si^＊(k＋1)，预测使电流在第k＋1步达到i_Si^＊(k＋1)所需的电压U_Ci^＊(k)。如果在此瞬间在图1的A、B、C三点处能分别得到式（3）所要求的电压，那么在第k＋1步即可得到所需要的电流i_Si(k＋1)。

图 1 三相高频整流器主电路

式（3）中预测电流值由式（4）得出

i_Si^＊=U_Si，i=a，b，c（4）

式中：I^＊为直流输出电流的指令值，在稳态时为一个恒定直流量。

稳态时U_Sa²＋U_Sb²＋U_Sc²及U_o也为恒定直流量，因此，i_Si^＊与U_Si成正比。由于U_Si为正弦，因此，预测电流值（即电流指令）i_Si^＊与输入电压形状相同，都为正弦，相位也相同，实现了功率因数为1的控制。由式（4）得

i_Sa^＊U_Sa＋i_Sb^＊U_Sb＋i_Sc^＊U_Sc=U_oI^＊（5）

这说明式（4）式保证了输入输出功率的平衡，即按式（4）给出的电流预测值既可控制输入电流的波形，也可控制其大小（因而也控制了输出功率的大小）。

2 控制环路的设计

采用预测电流控制方法后，电流环的响应非常快，可用一个一阶惯性环节代替。虽然三相电流是各自正弦变化的，但从功率平衡角度来说，等效于直流电压、电流的变化。因此，整个系统的控制环路可等效为图2结构。

图 2 三相高频整流器电压控制环路图

图2中C为电解电容的电容值。直流输出电流指令I^＊由输出直流电压的指令U_o^＊和反馈值U_o之差e=U_o^＊－U_o放大得到。

I^＊=K_p（6）

整个系统开环传递函数为

G=K_p=（7）

由式（4）可见，为了保证输入电流的正弦形，指令电流I^＊的波动要尽量平缓，换句话说由式（6）决定的输出电压控制器的带宽要尽量地窄。由于电网频率为50Hz，因此，电压环的带宽要远低于50Hz。但为了使动态响应时间不至于过慢，带宽又要求越宽越好。综合上述两方面因素，实际系统中转折频率取为ω=1/τ=2π5s^－1。由于采样周期T_s很小，带宽又很低，高频滤波环节影响很小，因此，式（7）可简化为G=(K_p/τ C)(1＋sτ)/s₂，其波特图如图3所示。图3中τ=30ms，电压环的放大倍数K_p=C/(2τ)，相角裕度约45°。按此设计的PI调节器参数可以使系统绝对稳定。

图 3 电压环开环传递函数的波特图

3 矢量控制算法

按式（3）算出的各相电压值与三角波比较，可得出各桥臂的开关时刻，这就是一般的SPWM法，如图4(a)所示。

也可采用矢量控制法，其本质是对零状态的控制。如可令一个PWM周期中的三相线电压为零的状态（即零矢量状态）全部固定为上桥臂全导通，如图4(b)所示。这时三相调制电压变为

（a）SPWM法（b）矢量控制法

图4 SPWM法和矢量控制对比示意图

（12）

并有

=(2/3)(U_Ca′＋e^j2π/3UCb′＋e^－j2π/3U_Cc′)

=(2/3)〔(U_Ca＋x)＋e^j2π/3(U_Cb＋x)＋e^－j2π/3(U_Cc＋x)〕

=(2/3)(U_Ca＋e^j2π/3U_Cb＋e^－j2π/3U_Cc)

可见，三相调制电压同时偏移某个值后其合成的空间电压矢量不变，因而控制效果不变。但这样处理带来许多好处，如开关次数降低、母线电压利用率提高、转换效率提高等。

4 实验结果

为了验证所提出的三相高频整流器最小损耗控制方法的正确性，试制了一台3kW样机并进行了实验研究。其中滤波电感为6mH，滤波电容为500μF，开关频率为10kHz。控制电路以DSP（TMS320LF2407A）为核心构成全数字化控制器，如图5所示。电流环、电压环和空间矢量PWM算法全部由软件实现。图6(a)为交流输入电压为三相250V，输出直流电压为500V时的输入电压、电流和直流输出电压波形图，图6(b)为交流输入电压为三相380V，输出直流电压为600V时相应的波形图。可见输入电流为正弦波且与输入电压相位是一致的。当输入电压与输出电压差别较大时，电流控制得更好些。