电源设计小贴士 系列

安_然

电源设计小贴士 系列 [复制链接]

电源设计小贴士 1：为您的电源选择正确的工作频率

作者：Robert Kollman
德州仪器 (TI)

欢迎来到电源设计小贴士！随着现在对更高效、更低成本电源解决方案需求的强调，我们创建了该专栏，就各种电源管理课题提出一些对您有帮助的小技巧。该专栏面向各级设计工程师。无论您是从事电源业务多年还是刚刚步入电源领域，您都可以在这里找到一些极其有用的信息，以帮助您迎接下一个设计挑战。

为您的电源选择最佳的工作频率是一个复杂的权衡过程，其中包括尺寸、效率以及成本。通常来说，低频率设计往往是最为高效的，但是其尺寸最大且成本也最高。虽然调高频率可以缩小尺寸并降低成本，但会增加电路损耗。接下来，我们使用一款简单的降压电源来描述这些权衡过程。

我们以滤波器组件作为开始。这些组件占据了电源体积的大部分，同时滤波器的尺寸同工作频率成反比关系。另一方面，每一次开关转换都会伴有能量损耗；工作频率越高，开关损耗就越高，同时效率也就越低。其次，较高的频率运行通常意味着可以使用较小的组件值。因此，更高频率运行能够带来极大的成本节约。

图1 显示的是降压电源频率与体积的关系。频率为 100 kHz 时，电感占据了电源体积的大部分（深蓝色区域）。如果我们假设电感体积与其能量相关，那么其体积缩小将与频率成正比例关系。由于某种频率下电感的磁芯损耗会极大增高并限制尺寸的进一步缩小，因此在此情况下上述假设就不容乐观了。如果该设计使用陶瓷电容，那么输出电容体积（褐色区域）便会随频率缩小，即所需电容降低。另一方面，之所以通常会选用输入电容，是因为其具有纹波电流额定值。该额定值不会随频率而明显变化，因此其体积（黄色区域）往往可以保持恒定。另外，电源的半导体部分不会随频率而变化。这样，由于低频开关，无源器件会占据电源体积的大部分。当我们转到高工作频率时，半导体（即半导体体积，淡蓝色区域）开始占据较大的空间比例。

图1 ：电源组件体积主要由半导体占据。

该曲线图显示半导体体积本质上并未随频率而变化，而这一关系可能过于简单化。与半导体相关的损耗主要有两类：传导损耗和开关损耗。同步降压转换器中的传导损耗与 MOSFET 的裸片面积成反比关系。MOSFET 面积越大，其电阻和传导损耗就越低。

开关损耗与 MOSFET 开关的速度以及 MOSFET 具有多少输入和输出电容有关。这些都与器件尺寸的大小相关。大体积器件具有较慢的开关速度以及更多的电容。图 2 显示了两种不同工作频率 (F) 的关系。传导损耗 (Pcon)与工作频率无关，而开关损耗 (Psw F1 和 Psw F2) 与工作频率成正比例关系。因此更高的工作频率 (Psw F2) 会产生更高的开关损耗。当开关损耗和传导损耗相等时，每种工作频率的总损耗最低。另外，随着工作频率提高，总损耗将更高。

但是，在更高的工作频率下，最佳裸片面积较小，从而带来成本节约。实际上，在低频率下，通过调整裸片面积来最小化损耗会带来极高成本的设计。但是，转到更高工作频率后，我们就可以优化裸片面积来降低损耗，从而缩小电源的半导体体积。这样做的缺点是，如果我们不改进半导体技术，那么电源效率将会降低。

图2 ：提高工作频率会导致更高的总体损耗。

如前所述，更高的工作频率可缩小电感体积；所需的内层芯板会减少。更高频率还可降低对于输出电容的要求。有了陶瓷电容，我们就可以使用更低的电容值或更少的电容。这有助于缩小半导体裸片面积，进而降低成本。

下个月，我们将讨论如何驾驭噪声电源。

图3 ：Robert Kollman 。

Robert Kollman

现任 TI 高级应用经理兼科技委员会的资深委员。他拥有在电源电子领域超过 30 年的工作经验，并为电源电子设计了从低功耗 (sub-watt) 到超低功耗 (sub-megawatt) 的磁性元件，工作频率在兆赫兹范围内。Robert 毕业于得克萨斯 A&M 大学 (Texas A&M University)，获电子工程理学士学位，后又毕业于南卫理公会大学 (Southern Methodist University)，获电子工程硕士学位。

[ 本帖最后由 fengxin 于 2010-10-24 16:31 编辑 ]

安_然

作者：Robert Kollman
德州仪器 (TI)

无噪声电源并非是偶然设计出来的。一种好的电源布局是在设计时最大程度的缩短实验时间。花费数分钟甚至是数小时的时间来仔细查看电源布局，便可以省去数天的故障排查时间。

图 1 显示的是电源内部一些主要噪声敏感型电路的结构图。将输出电压与一个参考电压进行比较以生成一个误差信号，然后再将该信号与一个斜坡相比较，以生成一个用于驱动功率级的 PWM（脉宽调制）信号。

电源噪声主要来自三个地方：误差放大器输入与输出、参考电压以及斜坡。对这些节点进行精心的电气设计和物理设计有助于最大程度地缩短故障诊断时间。一般而言，噪声会与这些低电平电路电容耦合。一种卓越的设计可以确保这些低电平电路的紧密布局，并远离所有开关波形。接地层也具有屏蔽作用。

图1 ：低电平控制电路的诸多噪声形成机会。

误差放大器输入端可能是电源中最为敏感的节点，因为其通常具有最多的连接组件。如果将其与该级的极高增益和高阻抗相结合，后患无穷。在布局过程中，您必须最小化节点长度，并尽可能近地将反馈和输入组件靠近误差放大器放置。如果反馈网络中存在高频积分电容，那么您必须将其靠近放大器放置，其他反馈组件紧跟其后。并且，串联电阻-电容也可能形成补偿网络。最理想的结果是，将电阻靠近误差放大器输入端放置，这样，如果高频信号注入该电阻-电容节点时，那么该高频信号就不得不承受较高的电阻阻抗—而电容对高频信号的阻抗则很小。

斜坡是另一个潜在的会带来噪声问题的地方。斜坡通常由电容器充电（电压模式）生成，或由来自于电源开关电流的采样（电流模式）生成。通常，电压模式斜坡并不是一个问题，因为电容对高频注入信号的阻抗很小。而电流斜坡却较为棘手，因为存在了上升边沿峰值、相对较小的斜坡振幅以及功率级寄生效应。

图 2 显示了电流斜坡存在的一些问题。第一幅图显示了上升边沿峰值和随后产生的电流斜坡。比较器（根据其不同速度）具有两个电压结点 (potential trip points)，结果是无序控制运行，听起来更像是煎熏肉的声音。

利用控制 IC 中的上升边沿消隐可以很好地解决这一问题，其忽略了电流波形的最初部分。波形的高频滤波也有助于解决该问题。同样也要将电容器尽可能近地靠近控制 IC 放置。正如这两种波形表现出来的那样，另一种常见的问题是次谐波振荡。这种宽－窄驱动波形表现为非充分斜率补偿。向当前斜坡增加更多的电压斜坡便可以解决该问题。

图2：两种常见的电流模式噪声问题。

 

尽管您已经相当仔细地设计了电源布局，但是您的原型电源还是存在噪声。这该怎么办呢？首先，您要确定消除不稳定因素的环路响应不存在问题。有趣的是，噪声问题可能会看起来像是电源交叉频率上的不稳定。但真正的情况是该环路正以其最快响应速度纠出注入误差。同样，最佳方法是识别出噪声正被注入下列三个地方之一：误差放大器、参考电压或斜坡。您只需分步解决便可！

第一步是检查节点，看斜坡中是否存在明显的非线性，或者误差放大器输出中是否存在高频率变化。如果检查后没有发现任何问题，那么就将误差放大器从电路中取出，并用一个清洁的电压源加以代替。这样您应该就能够改变该电压源的输出，以平稳地改变电源输出。如果这样做奏效的话，那么您就已经将问题范围缩小至参考电压和误差放大器了。

有时，控制 IC 中的参考电压易受开关波形的影响。利用添加更多（或适当）的旁路可能会使这种状况得到改善。另外，使用栅极驱动电阻来减缓开关波形也可能会有助于解决这一问题。如果问题出在误差放大器上，那么降低补偿组件阻抗会有所帮助，因为这样降低了注入信号的振幅。如果所有这些方法都不奏效，那么就从印刷电路板将误差放大器节点去除。对补偿组件进行架空布线 (air wiring) 可以帮助我们识别出哪里有问题。

下次，我们将讨论阻尼输入滤波器的第一部分（共 2 部分）。

如欲了解有关电源解决方案的更多详情，敬请访问 www.ti.com.cn/power。

Robert Kollman 。

Robert Kollman 现任 TI 高级应用经理兼科技委员会的资深委员。他拥有在电源电子领域超过 30 年的工作经验，并为电源电子设计了从低功耗 (sub-watt) 到超低功耗 (sub-megawatt) 的磁性元件，工作频率在兆赫兹范围内。Robert 毕业于得克萨斯 A&M 大学 (Texas A&M University)，获电子工程理学士学位，后又毕业于南卫理公会大学 (Southern Methodist University)，获电子工程硕士学位

[ 本帖最后由 fengxin 于 2010-10-24 16:32 编辑 ]

安_然

作者：Robert Kollman
高级应用经理
兼科技委员会资深委员
德州仪器(TI)

电子电路通常都工作在正稳压输出电压下，而这些电压一般都是由降压稳压器来提供的。如果同时还需要负输出电压，那么在降压—升压拓扑中就可以配置相同的降压控制器。负输出电压降压—升压有时称之为负反向，其工作占空比为 50%，可提供相当于输入电压但极性相反的输出电压。其可以随着输入电压的波动调节占空比，以“降压”或“升压”输出电压来维持稳压。

图 1 显示了一款精简型降压—升压电路，以及电感上出现的开关电压。这样一来该电路与标准降压转换器的相似性就会顿时明朗起来。实际上，除了输出电压和接地相反以外，它和降压转换器完全一样。这种布局也可用于同步降压转换器。这就是与降压或同步降压转换器端相类似的地方，因为该电路的运行与降压转换器不同。

FET 开关时出现在电感上的电压不同于降压转换器的电压。正如在降压转换器中一样，平衡伏特-微秒 (V-μs) 乘积以防止电感饱和是非常必要的。当 FET 为开启时（如图 1 所示的 ton 间隔），全部输入电压被施加至电感。这种电感“点”侧上的正电压会引起电流斜坡上升，这就带来电感的开启时间 V-μs 乘积。FET 关闭 (toff) 期间，电感的电压极性必须倒转以维持电流，从而拉动点侧为负极。电感电流斜坡下降，并流经负载和输出电容，再经二极管返回。电感关闭时V-μs 乘积必须等于开启时 V-μs 乘积。由于 Vin 和 Vout 不变，因此很容易便可得出占空比 (D) 的表达式：D=Vout/(Vout " Vin)。这种控制电路通过计算出正确的占空比来维持输出电压稳压。上述表达式和图 1 所示波形均假设运行在连续导电模式下。

图1：降压—升压电感要求平衡其伏特-微秒乘积。

降压—升压电感必须工作在比输出负载电流更高的电流下。其被定义为 IL = I/(1-D)，或只是输入电流与输出电流相加。对于和输入电压大小相等的负输出电压（D = 0.5）而言，平均电感电流为输出的 2 倍。

有趣的是，连接输入电容返回端的方法有两种，其会影响输出电容的 rms 电流。典型的电容布局是在 +Vin 和 Gnd 之间，与之相反，输入电容可以连接在 +Vin和 "V 之间。利用这种输入电容配置可降低输出电容的rms电流。然而，由于输入电容连接至 "Vout，因此 "Vout 上便形成了一个电容性分压器。这就在控制器开始起作用以前，在开启时间的输出上形成一个正峰值。为了最小化这种影响，最佳的方法通常是使用一个比输出电容要小得多的输入电容，请参见图 2 所示的电路。输入电容的电流在提供 dc 输出电流和吸收平均输入电流之间相互交替。rms 电流电平在最高输入电流的低输入电压时最差。因此，选择电容器时要多加注意，不要让其 ESR 过高。陶瓷或聚合物电容器通常是这种拓扑较为合适的选择。

图2：降压控制器在降压—升压中的双重作用。

必须要选择一个能够以最小输入电压减去二极管压降上电的控制器，而且在运行期间还必须能够承受得住 Vin 加 Vout 的电压。FET 和二极管还必须具有适用于这一电压范围的额定值。通过连接输出接地的反馈电阻器可实现对输出电压的调节，这是由于控制器以负输出电压为参考电压。只需精心选取少量组件的值，并稍稍改动电路，降压控制器便可在负输出降压—升压拓扑中起到双重作用。

特别感谢 TI John Betten 对本文所做的贡献。下次的“电源设计小贴士6”中，我们将讨论如何正确测量电源纹波。

Robert Kollman 现任 TI 高级应用经理兼科技委员会的资深委员。他拥有在电源电子领域超过 30 年的工作经验。Robert 毕业于得克萨斯 A&M 大学 (Texas A&M University)，获电子工程理学士学位，后又毕业于南卫理公会大学 (Southern Methodist University)，获电子工程硕士学位。

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作者：Robert Kollman
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用切实可行的螺纹旋入式 LED 来替代白炽灯泡可能还需要数年的时间，而在建筑照明中 LED 的使用正在不断增长，其具有更高的可靠性和节能潜力。同大多数电子产品一样，其需要一款电源来将输入功率转换为 LED 可用的形式。在路灯应用中，一种可行的配置是创建 300V/0.35 安培负载的 80 个串联的 LED。在选择电源拓扑结构时，需要制定隔离和功率因数校正 (PFC) 相关要求。隔离需要大量的安全权衡研究，其中包括提供电击保护需求和复杂化电源设计之间的对比权衡。在这种应用中，LED 上存在高压，一般认为隔离是非必需的，而 PFC 才是必需的，因为在欧洲 25 瓦以上的照明均要求具有 PFC 功能，而这款产品正是针对欧洲市场推出的。

就这种应用而言，有三种可选电源拓扑：降压拓扑、转移模式反向拓扑和转移模式 (TM) 单端初级电感转换器 (SEPIC) 拓扑。当 LED 电压大约为80 伏特时，降压拓扑可以非常有效地被用于满足谐波电流要求。在这种情况下，更高的负载电压将无法再继续使用降压拓扑。那么，此时较为折中的方法就是使用反向拓扑和 SEPIC 拓扑。SEPIC 具有的优点是，其可钳制功率半导体器件的开关波形，允许使用较低的电压，从而使器件更为高效。在该应用中，可以获得大约 2% 的效率提高。另外，SEPIC 中的振铃更少，从而使 EMI 滤波更容易。图 1 显示了这种电源的原理图。

图1：转移模式 SEPIC 发挥了简单 LED 驱动器的作用。

该电路使用了一个升压 TM PFC 控制器来控制输入电流波形。该电路以离线为 C6 充电作为开始。一旦开始工作，控制器的电源就由一个 SEPIC 电感上的辅助绕组来提供。一个相对较大的输出电容将 LED 纹波电流限定在 DC 电流的20%。补充说明一下，TM SEPIC中的 AC 电通量和电流非常高，需要漆包绞线和低损耗内层芯板来降低电感损耗。

图 2 和图 3 显示了与图 1 中原理图相匹配的原型电路的实验结果。与欧洲线路范围相比，其效率非常之高，最高可达 92%。这一高效率是通过限制功率器件上的振铃实现的。另外，正如我们从电流波形中看到的一样，在 96% 效率以上时功率因数非常好。有趣的是，该波形并非纯粹的正弦曲线，而是在上升沿和下降沿呈现出一些斜度，这是电路没有测量输入电流而只对开关电流进行测量的缘故。但是，该波形还是足以通过欧洲谐波电流要求的。

图2：TM SEPIC 具有良好的效率和高 PFC 效率。

图2：线路电流轻松地通过 EN61000-3-2 Class C 标准。

感谢 TI 的 Brian King 在实验室试验方面提供的帮助。下次，我们将讨论降低电源噪声的扩频技术，敬请期待。

Robert Kollman 现任 TI 高级应用经理兼科技委员会的资深委员。他拥有在电源电子领域超过 30 年的工作经验。Robert 毕业于得克萨斯 A&M 大学 (Texas A&M University)，获电子工程理学士学位，后又毕业于南卫理公会大学 (Southern Methodist University)，获电子工程硕士学位。

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者：Robert Kollman
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精确地测量电源纹波本身就是一门艺术。在图 1 所示的示例中，一名初级工程师完全错误地使用了一台示波器。他的第一个错误是使用了一支带长接地引线的示波器探针；他的第二个错误是将探针形成的环路和接地引线均置于电源变压器和开关元件附近；他的最后一个错误是允许示波器探针和输出电容之间存在多余电感。该问题在纹波波形中表现为高频拾取。在电源中，存在大量可以很轻松地与探针耦合的高速、大信号电压和电流波形，其中包括耦合自电源变压器的磁场，耦合自开关节点的电场，以及由变压器互绕电容产生的共模电流。

图1：错误的纹波测量得到的较差的测量结果。

利用正确的测量方法可以大大地改善测得纹波结果。首先，通常使用带宽限制来规定纹波，以防止拾取并非真正存在的高频噪声。我们应该为用于测量的示波器设定正确的带宽限制。其次，通过取掉探针“帽”，并构成一个拾波器（如图 2 所示），我们可以消除由长接地引线形成的天线。将一小段线缠绕在探针接地连接点周围，并将该接地连接至电源。这样做可以缩短暴露于电源附近高电磁辐射的端头长度，从而进一步减少拾波。

最后，在隔离电源中，会产生大量流经探针接地连接点的共模电流。这就在电源接地连接点和示波器接地连接点之间形成了压降，从而表现为纹波。要防止这一问题的出现，我们就需要特别注意电源设计的共模滤波。另外，将示波器引线缠绕在铁氧体磁心周围也有助于最小化这种电流。这样就形成了一个共模电感器，其在不影响差分电压测量的同时，还减少了共模电流引起的测量误差。图 2 显示了该完全相同电路的纹波电压，其使用了改进的测量方法。这样，高频峰值就被真正地消除了。

图2：四个轻微的改动便极大地改善了测量结果。

实际上，集成到系统中以后，电源纹波性能甚至会更好。在电源和系统其他组件之间几乎总是会存在一些电感。这种电感可能存在于布线中，抑或只有蚀刻存在于 PWB 上。另外，在芯片周围总是会存在额外的旁路电容，它们就是电源的负载。这二者共同构成一个低通滤波器，进一步降低了电源纹波和/或高频噪声。在极端情况下，电流短时流经 15 nH 电感和 10 μF 旁路电容的一英寸导体时，该滤波器的截止频率为 400 kHz。这种情况下，就意味着高频噪声将会得到极大降低。许多情况下，该滤波器的截止频率会在电源纹波频率以下，从而有可能大大降低纹波。经验丰富的工程师应该能够找到在其测试过程中如何运用这种方法的途径。

感谢 TI 的 Brian King 在实验室试验方面提供的帮助。下个月，我们将讨论 LED 补偿电源，敬请期待。

Robert Kollman 现任 TI 高级应用经理兼科技委员会的资深委员。他拥有在电源电子领域超过 30 年的工作经验。Robert 毕业于得克萨斯 A&M 大学 (Texas A&M University)，获电子工程理学士学位，后又毕业于南卫理公会大学 (Southern Methodist University)，获电子工程硕士学位。

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在测定 EMI 性能时，您是否发现无论您采用何种方法滤波都依然会出现超出规范几 dB 的问题呢？有一种方法或许可以帮助您达到 EMI 性能要求，或简化您的滤波器设计。这种方法涉及了对电源开关频率的调制，以引入边带能量，并改变窄带噪声到宽带的发射特征，从而有效地衰减谐波峰值。需要注意的是，总体 EMI 性能并没有降低，只是被重新分布了。

利用正弦调制，可控变量的两个变量为调制频率 (fm) 以及您改变电源开关频率 (Δf) 的幅度。调制指数 (Β) 为这两个变量的比：

Β=Δf/ fm

图 1 显示了通过正弦波改变调制指数产生的影响。当 Β=0 时，没有出现频移，只有一条谱线。当 Β=1 时，频率特征开始延伸，且中心频率分量下降了 20%。当 Β=2 时，该特征将进一步延伸，且最大频率分量为初始状态的 60%。频率调制理论可以用于量化该频谱中能量的大小。Carson 法则表明大部分能量都将被包含在 2 * (Δf + fm) 带宽中。

图1：调制电源开关频率延伸了 EMI 特征。

图 2 显示了更大的调制指数，并表明降低 12dB 以上的峰值 EMI 性能是有可能的。

图2：更大的调制指数可以进一步降低峰值 EMI 性能。

选取调制频率和频移是两个很重要的方面。首先，调制频率应该高于 EMI 接收机带宽，这样接收机才不会同时对两个边带进行测量。但是，如果您选取的频率太高，那么电源控制环路可能无法完全控制这种变化，从而带来相同速率下的输出电压变化。另外，这种调制还会引起电源中出现可闻噪声。因此，我们选取的调制频率一般不能高出接收机带宽太多，但要大于可闻噪声范围。很显然，从图 2 我们可以看出，较大地改变工作频率更为可取。然而，这样会影响到电源设计，意识到这一点非常重要。也就是说，为最低工作频率选择磁性元件。此外，输出电容还需要处理更低频率运行带来的更大的纹波电流。

图 3 对有频率调制和无频率调制的 EMI 性能测量值进行了对比。此时的调制指数为 4，正如我们预料的那样，基频下 EMI 性能大约降低了 8dB。其他方面也很重要。谐波被抹入 (smear into) 同其编号相对应的频带中，即第三谐波延展至基频的三倍。这种情况会在一些较高频率下重复，从而使噪声底限大大高于固定频率的情况。因此，这种方法可能并不适用于低噪声系统。但是，通过增加设计裕度和最小化 EMI 滤波器成本，许多系统都已受益于这种方法。

图3：改变电源频率降低了基频但提高了噪声底限。

感谢 TI 的 John Rice 和 Mike Segal 在这方面所做的工作。下个月，我们将讨论如何估计组件温度升高，敬请期待。

参考文献：

1、《通过开关频率调制来降低电源 EMI 干扰》，作者：Feng 和 Chen，摘自《IEEE电力电子学会刊》，1994 年版。

2、EMI 滤波器设计，SEM1500，标题 1

Robert Kollman 现任 TI 高级应用经理兼科技委员会的资深委员。他拥有在电源电子领域超过 30 年的工作经验，并为电源电子设计了从低功耗 (sub-watt) 到超低功耗 (sub-megawatt) 的磁性元件，工作频率在兆赫兹范围内。Robert 毕业于得克萨斯 A&M 大学 (Texas A&M University)，获电子工程理学士学位，后又毕业于南卫理公会大学 (Southern Methodist University)，获电子工程硕士学位。

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作者：Robert Kollman，德州仪器(TI)

本文将重点介绍利用一个TL431并联稳压器关闭隔离电源的反馈环路。文章将讨论一种扩展电源控制环路带宽以改善瞬态负载及线路响应的方法。图1显示了一个离线隔离反向转换器的典型示意图。输出电压被向下分流，并与TL431的2.5 V参考电压比较。如果输出电压过高，TL431就会通过其负极分流电流。该分流电流的一部分会流经光耦合器二极管(U2)，并反射在光敏晶体管中。镜像电流会增加R16的电压，其降低了功率MOSFET的峰值电流，从而使电源的输出电压降低。

有趣的是，有两条光耦合器相关反馈通路；一条通过 TL431，另一条与输出电压 R8 连接相关联。TL431 通路很明显，因为输出电压的采样被拿来与参考电压比较、放大，然后用于驱动光耦合器。R8 连接很容易看见，通过 R8 的电流是输出电压和 TL431 负极电压之间的差。通过 R8 的电流随输出电压成比例变化，而与TL431负极电压无关。如果输出电压要上升，则电阻和光耦合器二极管的电流就会增加，从而降低输出电压。

图1.光耦合器的R8连接改善了瞬态响应

图2显示了电源控制环路的简化结构图。该系统由两个减法函数组成，每个函数后面均是正向增益模块。在第一个减法中，将输出电压与参考电压比较，而误差信号被TL431放大。之后，从放大误差中扣除输出电压。然后，这种差异通过系统的剩余增益，包括电压到电流转换(R8)、电流控制电流源（光耦合器）、电流到电压转换(R16)，并继续通过电源其他部分到输出。

图2.R8连接提供了两个反馈连接

在众多方法中，结构图是较为独特的一种。首先，有两个环路，而总的来说大多数人都想看到一个。您可能会说确实有两个以上的环路，因为误差放大器附近的补偿形成一个环路，而功率级（其可能为电流模式控制）会有另一个环路。它仅以简化形式呈现。第二件有趣的事情是反馈电路中没有输出电压调节，例如：电阻分压器等。右手侧环路中，正是这种情况，因为TL431输出直接与R8的输出电压比较。在左侧的情况中，其并不十分清楚。在与参考电压比较以前，输出电压就被分流。然而，正如我们在前面的《电源设计小贴士》文章中所指出的一样，这种分压在增益表达式中并未最终结束。

那么我们为什么要用第二个环路来使设计复杂化呢？答案就是为了改善系统的瞬态响应。在单环路设计中，在其受到系统其余部分影响以前，所有扰动都一定会通过误差放大器传播。利用这种双环路方法，误差放大器在高频下有效地被分路，快速生成误差信号以用于系统的其他部分。通过连接R8顶端至一个线性稳压器，可以去除这种“内部”环路。这样或许可以简化稳定反馈环路的工作，但需要更多的组件、更高的成本以及一个更慢的环路。

安_然

本文集中介绍一些您可以很轻松避免的电源误差放大器使用错误，主要包括错误计算误差放大器的增益，从而让放大器完成某些超出其能力的工作以及错误地对电路进行布局。图1显示了一款典型的电源，其使用一个具有内置误差放大器的控制IC。放大器正输入连接至一个内部参考电压，负输入经FB引脚引出，而输出经COMP引脚引出。电源输出电压由分压器R5和R7设置。

第一种常见误差放大器错误是在AC小信号增益计算中使用R5，尽管其实际没有影响。如果误差放大器使用正确，则其输入就为一个虚假接地。这就意味着，没有AC电流会流经R5，并且对AC小信号增益无影响。通过误差放大器输入的“戴维宁”(Thevenin)等效电路，您可以轻松地说服自己。(*)

图1：内建到控制IC中的误差放大器。

第二种常见错误是让放大器提供超出其能力范围的增益，图2描述了这种错误。它显示了理想的误差放大器频率响应、放大器的增益以及给定误差放大器限制的预计性能。由于其带宽限制的存在，放大器无法给出理想的高频增益。尽管图中未能显示，但相位也受到严重的影响。电压模式转换器(如图1所示)中需要高频大增益，这时问题会更加突出。设计误差放大器补偿时，请特别注意其带宽限制，否则您最终需要使用一个震荡电源。

图2：误差放大器带宽限制可用增益。

最严重的寄生电容问题通常会涉及反馈(FB)电压以及误差放大器补偿节点的布局。这是由于误差放大器输入的高阻抗、误差放大器的高增益，以及大量连接至该节点的组件。图1显示了典型控制器中出现这一问题的位置，以及一个较为可能的耦合节点。Q1和D1之间的连接约有0.1V/ns到1V/ns的极高转换速率，并且会形成仅1pF寄生电容的1mA电流。

一般而言，FB和补偿节点的阻抗约为1K到10K Ohms，因此该电流可在误差放大器输入端形成极大的电压扰动。其通常以游走栅极驱动或感知振荡的形式显现，而电源会努力对噪声源产生的误差进行校正。最为成功的设计会认识到这个问题，并绘出示意图以让诸多补偿组件出现在误差放大器的附近，这样来给出一种建议布局。确保各组件均紧凑地放置在误差放大器的附近，并确保连接它们的线迹很短。另外，还要确保这些组件附近没有高dV/dt线迹，主要包括开关节点和栅极驱动信号。

另一种常见问题是在反馈电路中没有使用正确的阻抗。误差放大器的驱动能力有限，必须使用合适的反馈组件电压。在图1所示情况下，误差放大器的驱动力仅为100uA，因此其电压只能为1V左右。连接误差放大器输出或者其反馈环路中的阻抗不应低于10KOhms。请注意不要在反馈环路中使用过大的阻抗值，因为它会增加拾取开关波形噪声的敏感度。图1还表明了在误差放大器附近配置反馈组件的最佳方法。电阻连接至高阻抗误差放大器输入端(FB)，而非电容。通过有效地让它们降低阻抗，从而降低R6/C9和R4/C3节点的噪声敏感度。电容的另一端连接至电路的低阻抗端点，从而降低噪声耦合的可能性。

总之，使用误差放大器时，有许多犯错的可能，包括错误计算误差放大器增益，要求放大器提供超出能力范围的高增益，以及错误布局电路。对这些问题稍加注意即可帮助您避免在实验室中花费数小时来调试您的电路。

我们将进一步讨论DC/DC转换器的反馈环路基础知识，敬请期待。

*使用电压设置电阻的误差放大器增益

安_然

作者：Robert Kollman，德州仪器(TI)

电源中常常被忽略的一种应力是输入电容RMS电流。若不正确理解它，过电流会使电容过热和过早失效。在降压转换器中，使用下列近似式，根据输出电流 (Io) 和占空比 (D) 可以很轻松地计算出RMS电流：

图1给出了该表达式的曲线图；它是一个圆形，其中，50%占空比时达到最大值0.5，并在0%和100%占空比时有2个零交叉。该曲线在50%占空比附近对称。在20%和80%之间，RMS电流和输出电流之间的比大于80%。使用这一范围的占空比，您可以将RMS电流粗略估计为1/2最大输出电流。在这一范围之外，您需要进行相应的计算。

图1.在1/输出电流处出现降压输入电容RMS电流峰值

在过去几年中，陶瓷电容器的容积效率和成本两方面都取得了巨大的进步。陶瓷电容器现在成为绕过电源功率级的首选。但是，它们的低ESR在电源中会产生许多困扰，例如：EMI滤波器振荡和意外电压浪涌（参见《电源设计小贴士20》）。并联电解电容常常用于抑制这些高Q电路。这些情况下，您应该注意电解质中的纹波电流，因为大量的电源纹波电流会最终进入电解电容。图2显示了一个带输入电容的100 kHz转换开关例子，其输入电容由一个同电解电容器并联的10 uF陶瓷电容组成，而该电解电容器包含0.15欧姆的等效串联电阻 (ESR)。假设电解电容器的电容比陶瓷电容器的大，在这种情况下，约70%的RMS电流出现在了电解质中。要减少该RMS电流，您可以增加陶瓷电容、工作频率或者 等效串联电阻（ESR）。通过电容电流的傅里叶级数可以绘制出这一曲线，从而计算每个谐波（多达10）的电解电容器电流，并重新组合谐波来计算电解电容器的总RMS电流。请注意，陶瓷电容的电流与ESR的电流在相位上相差1/4周期，因此必须将它们看作是矢量。如果您不想在这些计算方面花费时间，那么您可以通过一个电流源和三个无源组件轻松地对该电路进行仿真。

图2.使用不同电容类型时请注意电解电容电流

总之，要注意输入电容中的RMS电流，因为过电流应力会降低电容的可靠性。组合电容类型时更需特别注意，因为陶瓷电容通常会允许足够高的纹波电压在并联电解电容中形成过电流状态。这一问题的解决方法是增加如下一项或多项：工作频率、陶瓷电容数量、电解电容ESR或其RMS额定电流。

下个月，我们将讨论DC/DC转换器的反馈环路基础知识，敬请期待。

注：

下面是输入电容中RMS电流的推导过程，其假设电感无穷大。它以矩形脉冲（D0.5*Ipk）的RMS电流作为开始，并去除了DC组件（D*Ipk）。

安_然

因特网协议语音传输(VoIP)电话的出现带来了对于生成多个高压负输出的需求，这些电压轨用于驱动电话线路。当线路处在通话模式时，一般会有一个–24V输出来提供环路电流，同时通常会有另外一个或两个负输出来驱动电话振铃。有趣的是，就每条电话线路而言，这些负载相互排斥，也就是说您不能使电话同时响铃和通话。然而，一个系统中可能会有多条电话线路，从而产生许多负载情况。这些系统通常由一个12V的电源供电，其已经与输入功率隔离，因此一般不再需要二级隔离。功率电平一般低于25W，调节要求通常在3%到10%范围内。

反向拓扑结构看起来是这种应用的不二选择。功率电平与反向拓扑结构一致。利用反向拓扑结构可轻松地生成多个高压输出，而反向拓扑结构已为人们所了解。但是，反向拓扑结构也存在诸多不足之处：该拓扑包括会过度振铃的非钳位电源开关电压；其通常需要一个二级输出滤波器；零到满负载的交叉调节不能为3%。

图1显示了一种替代方法。您认识这种拓扑结构吗？让我们来研究这种拓扑结构具有的一些优点，假设所有负载仅为-27V输出。

关闭开关，使C16钳位控制电源开关(Q1)。电源开关开启时，输出整流器(D2)由C16钳位控制。因此，通常不会出现与反向拓扑结构相关的振铃。另外，流经耦合电感的输入及输出电流可以为持续，这极大地简化了输入和输出滤波器。这种拓扑结构是一款C'uk转换器。普通工程师对这种拓扑结构不是很了解，这成为实施该拓扑结构的难点。这主要是因为只是偶尔使用C'uk，抑或是工程师在大多数时候甚至都没有考虑它。

图1：这种独特的拓扑结构可提供非常好的交叉调节，奥妙何在？

VoIP电话的电源对成本、功耗都极为敏感，并且需要一定的(5%)交叉调节。它们都是一些大容量系统，具有较大的价格压力。它们一般将电池作为备用电源，其每一瓦特都十分珍贵。需要对所有输出进行较好地控制，以实现交叉负载并保护下游放大器。由于振铃的存在，这一整套要求成为反向拓扑结构一个难题，并需要预负载或者额外的功率调节电路。表1显示了C'uk转换器在这种应用中具有优势。

该表列出了极端条件负载极限的一些交叉调节结果。在本例中，利用流经R17、R18和R20的加权电流，输出电压同样也得到了调节。这样便聚集了误差，同时提供比5%更佳的极限交叉调节，其没有预负载或额外调节电路。通过增加该输出的加权，我们可以进一步改善一个输出的调节，从而负影响另一个输出的调节。

即使假设C'uk转换器没有预负载，其效率也比反向拓扑结构好2%。这是通过使用更低电压的开关和二极管实现的，因为电路中缺少振铃。

表1：所有负载组合的输出精确度都优于5%。

总之，尽管一般不考虑使用C'uk转换器，但C'uk转换器的确非常适用于这种应用。这种应用要求：1)无隔离；2)正-负电压转换；3)多输出；4)良好的交叉调节；5)高效率；以及6)低成本/最少组件数量。

如欲了解这一论题之前的有关探讨，请参见《如何让住宅电话调节其功率》，该文章由我和John Betten共同撰写完成。读完这篇文章之后，我们发现这种拓扑结构是如此的高效。

下期，我们将探讨意外谐振响应，敬请期待。

作者：Robert Kollman
德州仪器(TI)

安_然

虽然输出电压不断下降而稳压要求正变得越来越高，但是您的任务可能并非像其表面上看起来那么困难。即使必须要使用1%或更大的容差电阻来进行设计，但您仍然可以得到非常精确的输出电压。

图1显示了一款典型的电源调节电路。输出被分流降压，并与参考电压进行比较。差异被放大，并用于驱动调节环路。乍一看，您可能会认为这一方案仅限于两倍电阻容差精度。幸运的是，实际并非如此；精度还是输出电压与参考电压之比的强函数。

图1：输出精度是分压器比、基准精度和误差放大器补偿的函数。

三种不同的情况可以非常容易地说明这一比率。第一种情况是假设一点分压也没有，换句话就是说输出电压等于参考电压。很明显，这种情况下没有电阻分压误差。第二种情况是假设输出电压大大高于参考电压。在这种情况下，R1大于R2。分压器误差是电阻容差的两倍，从而得到一个方向变化的R1值，以及往另一个方向变化的R2值。第三种易于说明的情况是假设输出电压是参考电压的两倍。在这种情况下，额定电阻值相等。因此，如果电阻容差以反方向变化，则分压器方程式顶部随着该容差值变化，而分母变为零

图2显示了输出精度，其为参考电压与输出电压对比关系的函数。(详细推导过程请参见附录。)简化之后，分压器精度为(1-Vref/Vout)*2*容差，其与我们通过检查得到的三个数据点相关。我们对该方程式进行了一些简化处理，但对大多数电阻容差来说都应该足够精确。

图2：输出精度很直观：(1-Vref/Vout)*2*容差(显示的1%电阻)。

有趣的是，这样给低压输出带来了更高的精度。许多IC参考电压范围为0.6～1.25 V之间，输出电压降至这一范围时会带来1%或更高的精度。表1给出了您可能需要了解的一些信息，这些信息是典型电阻器产品说明书的电阻误差术语汇编。在设计中，该列表会较难理解。大多数工程师都止步于初始容差，然而列表中还有一些或许不应被忽略的误差项。表格中的每一项都有其微妙的影响。例如，没有指定具体的温度系数范围，而实际上两个电阻都可能随温度变化以相同方向变化，并且不会在相反的极端。在对一些经验丰富的设计工程师进行简单调查后，得出的结论是假设1%容差电阻的2.5%精度可在极端情况和合理成本之间得到一个合理的折衷方案。

表1：电阻容差可相加。

总之，提供较好的低压输出精度并非是一项令人畏惧的任务，因为低分压器比本身就较为精确。

求解计算顶部分压器电阻值，其为分压器比(R)的函数：

重写表达式为电阻容差(T)的函数：

代入R1：

顶部和底部乘以R/R2：

除以R，然后减去1，得到误差：

T<<1 时:

作者：Robert Kollman
德州仪器(TI)公司

安_然

您曾经将输入电压接通到您的电源却发现它已经失效了吗？短暂的输入电压上升时间和可产生两倍于输入电源电压的高Q谐振电路可能会是问题所在。如果您迅速中断感应元件中的电流便会出现类似问题。会出现这类问题的一些情况包括热插拔电路或者试图开放输入向电磁干扰(EMI)滤波器时。

图1显示了带开关输入的简化滤波器示意图。电路的电感可以为有意的也可以是偶然发生的，例如：以太网供电(PoE)系统的长通电线路。该图还显示了步进的输入电压波形，以及阻尼系数小于1时的生成输出电压。(大于1的阻尼系数没有过冲。)更低阻尼系数的响应形式如下：

其中:

得到串联谐振电路以后，您会很容易地找到 Q，其就是特性阻抗除以串联电阻，即：

图1：滤波器响应可导致会损坏下游电子元件的过电压。

高Q(低阻尼)系统为无阻尼，而滤波器输出电压可振铃至两倍输入源 (Vin)。低Q系统会限制峰值振铃电压。

图2显示了过冲百分比，其为阻尼比率的函数。使用 0.4(1.25 Q)阻尼比率可将振铃电压限定到源电压的 130%。由于阻尼电阻的额外损耗或将一个电阻与电容串联产生的滤波损耗可能是不可接受的，因此这样做或许并不切实际。如果您的设计不能容忍这些损耗，那么您需要添加一些额外的组件。例如，利用串联电阻以及同滤波器电容 (C1) 并联的电容器可以进一步阻尼电路。您也可以使用热插拔电路来限制滤波器的峰值电流；或者您可以将一个二极管同电感器并联，以提供低阻抗电容充电。

事情并非如看起来那样糟糕。电感器的电流会令其饱和，同时电容充电可以通过比预计更低的串联电感进行。如果电感饱和，则滤波器特性阻抗会像Q一样下降，从而减少过冲。要检验在高Q系统中其是否会出现这种情况，请利用电压阶跃除以系统特性阻抗来计算峰值电流。之后，请参阅电感产品说明书确定其是否会饱和。

图2：增加阻尼比率(降低 Q)来减少过冲。

总之，阶跃输入电压带来的滤波器振铃可导致对下游电子元件有破坏性影响的电压。特别是如 PoE 的系统，在使用低损耗陶瓷电容和一些不饱和的电感时它们往往为高 Q，则上述电压便成为问题。如果电压达到不可接受的水平，则这些系统会需要更多的阻尼、电流限制或者一种替代充电方法。下面将介绍一种确定您是否存在问题的简单过程：

(1)决定您的系统是否经受低阻抗的电压阶跃，然后确定其上升时间。该电压阶跃可以是一个开关或者热插拔连接。

(2)估算充电电感和滤波器电容。线缆电感可估算为15 nH/英寸。

(3)确定充电通路的总电阻，包括电感、线缆和连接器电阻，以及电容 ESR。

下次，我们将讨论误差放大器结构，敬请期待。

作者：Robert Kollman
德州仪器(TI)

安_然

本《电源设计小贴士》将向您介绍如何快速地将并联阻抗转换为串联阻抗(反之亦然)。文章还说明作为频率函数的这一转换的图示看起来很像是史密斯圆图(Smith Chart)。在简化变压器等效电路或滤波器网络到两个端器件过程中，本文介绍的方法较为有用。图1显示了将并联电路转换为串联电路的转换方程式(推导过程请参见附录1)。

图1：这些电路为一个频率的等效电路。

有趣的是，如果并联组件之一固定而另一个从开路到短路均不同，则这些表达式在Rs/Xs串联层中会形成一些圆。差异可以来自组件值的改变，也可以产生自随频率变化的组件阻抗。图2显示的是这些差异的举例。X轴代表串联电阻，而Y轴代表串联电抗。

此处共有2个圆：一个代表恒定并联电阻，另一个代表恒定电抗。恒定电阻线在X轴附近对称。电抗在开路附近时，阻抗等于并联电阻。由于电抗降低，曲线路径沿圆圈至起点，其在电感分量时为正，而在电容分量时为负。由于电抗降低，曲线趋向于零。在1/2并联电阻距离处，圆以X轴为中心，其半径相同。

另外，需要注意的是，起点和圆上某点的连线的斜率便为该电路的Q。这就是说，最低Q出现时并联电抗的值更大，而最高Q出现时并联电抗较低。关于该圆的另一件有趣的事情是，它可以表明并联谐振L-C-R电路的阻抗。参考恒定并联R曲线，在低频率下，电感阻抗较小，而您开始于起点。随着频率上升，阻抗在首个四分之一圆内为正，直到电容电抗等于谐振电感反应(X轴上的1)。之后，您转入第二个四分之一圆，并绕圆继续。

图2：恒定并联电阻映射为一个圆。

第二条曲线表明固定电抗和并联可变电阻的阻抗圆。它具有同恒定不变R曲线相同的形状，但其以Y轴为中心。

那么该如何使用它呢？在您需要估算电感DC电阻(DCR)和电容等效串联电阻(ESR)对电源滤波器输出阻抗影响程度时，其将会很有用处。图3对此进行了说明。输出阻抗在谐振时达到最高，因此必须首先计算出滤波器谐振频率。下一步，对电感-DCR组合和电容-ESR组合进行串-并联转换。最后，简单地组合三个已为并联的并联电阻。例如，如果您有了一个基本为0 Ohm ESR的47uF陶瓷电容，以及一个50 mOhm DCR的10μH输出电感。谐振频率为7kHz。这一频率下，电感有0.4 Ohm的电抗，从而得到Q为8，而并联电阻为3 Ohm。一种更快速的方法是将特性阻抗((L/C)0.5)用于谐振下的电感电抗。

图3：串-并联转换简化了电路分析。

下次，我们将讨论隔离电源补偿的一些方法，敬请期待。

如欲了解本文章内容及其他电源解决方案的更多详情，敬请访问：www.ti.com.cn/power。

附录1：并联电路的串联转换。

在某个频率下，图1所示的两个电路等效。计算并联部分的串联等效电路：

让实数和虚数项相等，分子和分母均除以Xp2，代入Q=Rp/Xp。

类似地，求解Xs。

作者：Robert Kollman
德州仪器(TI)

安_然

电源设计小贴士 4：阻尼输入滤波器(第二部分

安_然

作者：Robert Kollman，德州仪器(TI)

之前，我们介绍了如何对正向转换器输出整流器开启期间两端的电压进行缓冲。现在，我们来研究如何对反向转换器的FET关断电压进行缓冲。

图1显示了反向转换器功率级和一次侧MOSFET电压波形。该转换器将能量存储于一个变压器主绕组电感中并在MOSFET关闭时将其释放到次级绕组。由于变压器的漏极电感会使漏电压升至反射输出电压(Vreset)以上，因此MOSFET关闭时通常会需要一个缓冲器。

存储于漏极电感中的能量可使MOSFET产生雪崩现象，因此要添加一个由D1、R24和C6组成的钳压电路。该电路的钳位电压取决于漏电的能量大小以及电阻器的功率消耗。更小值的电阻虽然可以降低钳位电压，但会增加功率损耗。

图1：FET关断时漏极电感形成过电压。

图2显示的是变压器主绕组和次级绕组的电流波形。左侧是MOSFET开启时的简化功率级。输入电流通过漏极电感和互电感的串联组合斜坡上升。右边显示的是关断期间的一个简化电路。此处，电压已反向至输出二极管和钳位二极管正向偏置的点。我们展示了反射到变压器一次侧的输出电容器和二极管。

两个电感为串联，并在Q1关断时初始传输相同的电流。这就是说关断以后输出二极管D2中并未立即出现电流，同时总变压器电流在D1中流动。漏极电感的电压是钳位电压和重位电压之间的差，且往往会快速释放漏电。如图所示，经过简单计算便可得到分流至缓冲器的能量大小。因此您可以通过缩短释放漏极电感中能量的时间，来减少分流能量。提高钳位电压可以实现这一目标。

图2：漏极电感窃取输出能量。

有趣的是，您可以在钳位电压和缓冲器功耗之间计算得到一个折中值。如图2所示，进入钳位电路的功率等于平均钳位二极管电流乘以钳位电压(假设一个恒定钳位电压)。重排某些项后，我们可以得到1/2×F×L×I2，其与间断反向转换器输出功率相关。这种情况下，电感为漏极电感。该表达式稍稍令人有些吃惊，因为其中的功率损耗不仅仅是存储于漏极中的能量。它始终都较大，但却依赖于钳位电压。

图3显示了这种关系。该图绘出了漏极电感能量损耗标准化损耗与钳位电压和重位电压之比的对比关系。在钳位电压高值位置，缓冲器损耗接近漏极电感中的能量。由于减小电阻降低了钳位电压，因此能量从主输出分流，同时缓冲器损耗急剧增加。在1.5 Vclamp/Vreset比时，其几乎三倍于漏极电感存储能量相关的损耗。

图3：增加钳位电压可降低缓冲器损耗。

碰巧的是，漏极电感通常为磁化电感的1%左右。这让图3看起来更为有趣，其向我们表明降低钳位电压会对效率产生的影响，所以只需纵轴变为效率损耗。因此，将钳位比从2降到1.5会对效率产生1%的影响。

总之，反向转换器的漏极电感可对电源开关产生不可接受的电压应力。RCD缓冲器可以控制这种应力。但是，可以在钳位电压和电路损耗之间有一种折中方法。

下次，我们将研究分压器的精确度，敬请期待。

安_然

作者：Robert Kollman
德州仪器 (TI)

您是否一直为如何挑选缓冲器组件而烦恼？计算出要添加多少电容和电阻是一项颇具挑战性的工作。下面就来介绍一条解决这一难题的捷径。

图 1 显示了正向转换器的功率级。该转换器由变压器运行，该变压器将输入电压耦合至次级电路，再由次级电路完成对输入电压的整流和滤波。反射主电压和变压器漏电感形成低阻抗电路，当 D2 通过一个这样电阻而被迫整流关闭 (commutate off) 时，通常需要一个缓冲器。D2 可以是一个硅 p-n 二极管，该二极管具有一个必须在其关闭前实现耗尽的逆向恢复充电功能。这就积累 (loads up) 了漏电感中的过剩电流，从而导致高频率振铃和过高的二极管电压。肖特基二极管和同步整流器也存在类似情况，前者是因为其大结电容，后者是因为其关闭延迟时间问题。

图1：漏电感延缓了 D2 关闭。

图 2 显示了一些电路波形，顶部线迹为 Q1 漏电压，中部线迹为 D1 和 D2 结点处的电压，底部线迹为流经 D1 的电流。在顶部线迹中，您可以看到当 Q1 打开时，其漏电压被降至输入电压以下，这样就使得二极管 D1 电流增加。如果 D2 没有逆向恢复充电功能，当 D1 电流等于输出电流时，结点电压就会上升。由于 D2 具有逆向恢复充电功能，因此 D1 电流会进一步增加，这便开始消耗电荷。一旦电荷耗尽，二极管便关闭，从而导致增加的结点电压进一步提高。请注意，电流会不断增加直到结点电压等于反射输入电压为止，因为在漏电感两端有一个正电压。随着电流的增加，该电流将对寄生电容进行充电并导致电路中振铃和损耗更大。

图2：当 D2 关闭时 D2 会引起过多的振铃。

这些振铃波形也许是人们所无法接受的，因为它们会引起 EMI 问题或带来二极管上让人无法接受的电压应力。跨接 D2 的 RC 缓冲器可以在几乎不影响效率的同时大大减少振铃。您可以利用下面的方程式计算得出振铃频率（请参见方程式 1）：

方程式 1：

但是您如何知道电路中 L 和 C 的值呢？窍门就是通过在 D2 两端添加一个已知电容值的电容以降低振铃频率，这样您就得到了两个方程式以及两个未知项。如果您添加了正好可以减半振铃频率的电容，那么就会使求出上述值变得更加轻松。要想降低一半频率，您需要一个 4 倍于您一开始使用的寄生电容的总电容。然后，只要将所添加的电容除以 3 就可以得到寄生电容。图 3 显示了频率为最初振铃频率一半时 D2 两端 470 pF 电容的波形。因此，电路具有大约 150 pF 的寄生电容。请注意，只添加电容对振铃的振幅作用很小，电路还需要一些电阻来阻尼振铃。这就是电容因数 3 是开始的好地方的另一个原因。如果选择的电阻适当，那么该电阻就可以在对效率最小影响的同时提供卓越的阻尼效果。阻尼电阻的最佳值几乎就是寄生元件的典型电阻（请参见方程式 2）。

方程式 2：

图3：将振铃频率提高两倍完成寄生计算。

使用具有 35 MHz 振铃频率的方程式 1 以及一个 150 pF 的寄生电容可以计算得出漏电感为 150 nH。把 150 nH 代入方程式 2 得出 一个大约为 30 Ohms 的缓冲器电阻值。图 4 显示了添加缓冲器电阻的影响。振铃被完全消除且电压应力也从 60V 降到了 40V。这样我们就能选择一个更低额定电压的二极管，从而实现效率的提高。该过程的最后一步是计算缓冲器电阻损耗。使用方程式 3 可以完成该过程的最后一步，其中 f 为工作频率：

方程式 3：

一旦完成计算，您就需要确定电路是否可以承受缓冲器中的损耗。如果不能的话，您就需要在振铃和缓冲器损耗间进行权衡。如欲了解如何选择最佳阻尼电阻的详情，请参见第 3 页的图 3《电源设计小贴士 4》。

图4：选择适当的缓冲器电阻器能完全消除振铃。

总而言之，缓冲正向转换器是一个简单的过程：1) 添加电容以减半振铃频率；2) 计算寄生电容和电感；3) 计算阻尼电阻以及电感 4) 确定电路损耗是否在可以接受的范围内。

下个月我们将进一步探讨电源缓冲器，敬请期待。

参考文献

《开关模式电源转换的进步》，作者：Middlebrook, R. D. 和 Slobodan Cuk，第一卷和第二卷，第 2 版，TESLAco，1983 年 533 页。摘自 TESLAco，#10 Mauchly，Irvine，CA 92718，电话：(714) 727-1960。（第一版 c 1981）

如欲了解该电源解决方案和其他电源解决方案的更多详情，敬请访问： www.ti.com/power-cn。

安_然

电源设计小贴士 3：阻尼输入滤波器(第一部分)

mczpj2007

很好 ！！！！！！！！！！！！！！！1

mczpj2007

谢谢！！！！！！！！！！！！！！1

mczpj2007

谢谢！！！！！！！！！！！！！！！！