开关电源的拓扑结构（六）

木犯001号

开关电源的拓扑结构（六） [复制链接]

我们已经知道，单个开关管的隔离拓扑如正激式或反激式已经成为中等功率应用的低成本首选解决方案，下图中显示了简化的电路原理图。

回想一下，这种基本的拓扑可以用于正激式或反激式设计，唯一的区别是变压器副边绕组的极性，以及正激式设计中需要输出电感和续流二极管，而这些在反激式中不存在。

在对任何一种电路进行改进之前，有必要了解变压器的固有特性之一,即磁芯复位。

经验丰富的电源设计人员会马上认识到，如果不对变压器进行复位的话，上述电路将无法工作。需要知道的是，当电流通过变压器的绕组时，在磁芯中形成磁场，如果不给予限制，磁场最终会导致磁芯饱和并产生电路故障。此外，磁芯绕组产生磁化电感，当控制电流的开关管关断时，电流继续流动，会导致电压一直升高，直到找到新的（续流）路径。采用单个开关管只能在一个方向上磁化磁芯，这两个问题（磁芯饱和和电感电压上升）都必须解决。可以通过磁芯特性曲线来直观观察，如下图所示。

当开关管导通时，原边侧绕组中电流增加，从而导致磁通密度沿着曲线的右侧边缘增加。当开关管关断时，磁通密度下降到左边缘，但由于磁芯损耗引起的滞后，会在到达原点之前停止。这成为下一个功率脉冲的起始点，它会将磁通量驱动得更高一点。如果没有复位机制，连续脉冲会导致电流周期地向上移动，最终达到饱和，从而使电流达到破坏性的水平。

现在也有许多办法来解决饱和问题。最早也是最简单的方法是在每个功率脉冲之后为变压器增加一个额外的绕组，如正激拓扑示意图（下图）所示。

三个绕组都绕在同一个磁芯上，复位绕组通常具有与原边绕组相同的匝数，但是可以由更细的导线制成，因为它只需要流过磁化电流，这远远小于原边绕组总电流。从原理图中可以看到，复位绕组与二极管串联，当复位绕组的极性与二极管导通相反时，二极管会阻断任何电流流过，这会发生在无开关动作期间及开关管导通期间。但是，当开关管关断时，励磁电感强制极性反转,并耦合到复位绕组，允许磁化电流通过回流到电源而返回到零。

这种技术的优点如下：

复位能量回馈到输入电源，磁芯重置复位；
由于复位电流较小，所增加的绕组不会给变压器设计制作增加太多的困难，变压器体积也不会增加太大，同时增加唯一元件是一个小的二极管；
如果原边线圈和复位线圈的匝数相同，则开关管漏极电压将钳位为输入电压的两倍。

但是，也有一些缺点：

复位绕组和原边侧绕组具有相同的匝数，复位电压等于电源电压，这样将最大占空比限制为50%。在匝比不相等的情况下，可以扩展最大占空比，但是开关管需要更高的耐压；
增加的绕组仍然增加了变压器的成本（工艺成本、材料成本等）；
开关过程中存在瞬态的开关损耗，因为在电流转换到其他变压器绕组之前，漏极电压会升高。

另一种实现磁芯复位的方法是使用一个由电阻、电容和二极管（RCD）组成的钳位电路，如下图所示。

虽然此电路在正向和反激应用中都能使用，但它的工作原理稍有不同。在正激变换器中，它提供一个磁化电流返回到零的路径，而在反激变换器中，它利用电容钳位由原边级边绕组之间的漏感引起的尖峰电压。在这两种情况下，耦合到电容的能量均消耗在电阻中。这种方法的好处是：

如果增加的复位元件成本低于变压器增加的绕组，则是一种更低成本的解决方案；
由于电容上的电压随占空比的增加而增加（这样电容进行放电的关断时间减少）、所以最大占空比可以稍微超过50%。

关键问题是电阻上存在损耗，它是一种无源的复位方式。

为了追求高效率，这样我们得到了第三种解决方案，即用一个MOSFET作为一个可切换钳位开关来代替二极管，这样仍能够实现复位和钳位功能，而且还消除了开关时绝大部分电流和电压波形的重叠时间，大大减少了开关器件的开关损耗。由于开关MOSFET与钳位电容串联，这种方法的实现被称为“有源钳位复位”，可以使用下图中的任何一种配置。

两种电路的工作原理都是一样的。不同之处在于N-FET在高压应用中提供了更多的选择，但是需要浮地驱动，而P-FET使用以地为参考的栅极驱动，但是通常耐压等级较低。在这两种情况下，有源钳位开关管类似于Buck转换器中的同步整流器，其导通时间为（1-D），而在开关管转换期间两个开关都关断时，和主功率开关管保持一定的死区时间。

在死区时间内，变压器的电感元件与钳位电容（包括FET中的寄生漏极、源极电容）产生振荡以实现谐振转换。这样，在电流流过开关管之前，其两端的电压已经降得很低，即为常说的“零电压开关”或ZVS（其实不是真正的零电压，而具有一个体二极管的正向压降）。

下图描述了谐振转换的详细解释，它包括在一个完整的开关周期中的4种不同状态。

第一种状态是主功率开关管（Q₁）导通并持续整个开关周期的“D”时间。在此状态下，钳位开关管（Q₂）关断，负载电流正在流动（如箭头所示），通过变压器，电感和主功率开关管流到地。

第二种状态从主功率开关管关断开始。现在原边侧电感迫使电流通过钳位电容和钳位开关管的体二极管流到地。在体二极管导通的情况下，钳位开关可以在ZVS条件下开通。

第三种状态从钳位开关管的激活开始，并持续“1-D”时间。在此期间，电流谐振到零，然后反向，流向电源轨。随着电流反向流过磁化电感，磁芯不仅复位重置为零，而且还被推向工作于B-H曲线的第三象限。该状态以钳位开关管关断而结束。

第四种状态，此时两个开关管都关断，这是一个死区时间，但变压器电感的作用再次迫使电流找到另一个流通路径。然而，这次它继续向上流过主功率开关管的体二极管。当电源开关管激活时，新的一个周期开启，但是电流反向，并且也是在ZVS（或者接近ZVS）条件下开通的。

因此，通过增加第二个开关管及其相应的栅极驱动电路，得到了一种新的拓扑，这与传统的单管正激设计相比具有以下优点：

ZVS开关可以最小化开关损耗，这样可以将转换器效率提高几个百分点；
变压器复位是无损的；
在双向驱动变压器磁芯的情况下，提高磁芯利用率可以减小变压器尺寸，参考磁性特性曲线图；
有源负向钳位能将最大占空比扩大超过50%：
谐振电流波形会产生较少的 EMI;
变压器副边侧的波形非常适合采用同步整流器。

在反激电路中，该拓扑结构也可以提供许多类似的优点，但是由于反激电路只有较低的磁化电感，以及原边侧的部分谐振电流将会被转移到副边侧的缘故，因而具有一些使用限制。