开关电源的拓扑结构（五）

木犯001号

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1.同步整流的影响

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与功率转换功能有关的另一个重要议题是使用功率MOSFET代替输出电路中的整流二极管。尽管二极管应用起来比较简单，而且最初既比FET开关管更便宜，效率也更高，而随着MOSFET技术日益发展、现在它们的性能已经远远地抵消了其驱动复杂性和成本差异、特别是在大电流低电压的应用场合，同步整流是首选方案。下图显示了这种对比的一个例子。

可以看到，使用功率MOSFET和肖特基整流二极管，其损耗差异还是很显著的。

 

1.1同步整流的电路实现

 

尽管目的是为了降低整流二极管的正向压降，从而降低功耗，这是我们选择同步整流的一个强烈的动机，但真正使用MOSFET作为整流器件时有几个重要的考虑因素。首先，请注意，当用作整流管时，MOSFET只会阻止电流从漏极流向源极（与体二极管相反）。因此，正常的Buck整流电流将从源极流向漏极，虽然存在体二极管并联，但仍具有较低的电压降。其次，MOSFET需要某种驱动电路来进行驱动。在最常见的Buck转换器应用中，通常是利用主开关管相反的驱动信号来实现的，如下图所示。

然而，PWM主开关管和同步整流管同时导通的话，整个系统是灾难性的,因为它将输入功率直接短路到地。这有时可以通过强制每个开关管的开启时间慢于其关断时间来预防，但常用的办法是，在两个开关管关断时保证一定死区时间。然而在此期间，电感电流仍然需要一个流通路径，而MOSFET结构其内部固有的体二极管可以作为续流（在示意图中单独显示)。因此，当主开关管关断时，电感电流首先转移到同步整流MOSFET 的体二极管，然后在死区时间结束时，MOSFET被导通并将体二极管旁路。这时又带来一个新问题，MOSFET内部寄生体二极管的正向压降通常比肖特基二极管的正向压降要高，所以死区时间必须尽可能短，否则损耗加大。这个典型电路的波形如下图所示。

 

图中上方两个波形显示了两个MOSFET器件的导通时间，以及它们之间的死区时间。接下来的两个波形和最下面的波形可以看到，电感电流首先作为主开关管电流上升，然后作为续流管电流下降。开关节点电压在图形里被故意放大，用来观察器件的内部损耗。当主开关管打开时，其损耗为V_DS（SW）×I_L，随着I_L增大而增大，当整流管导通时，其损耗为V_DS（SR）×I_L，随着I_L减小而减小，但在死区时间内，体二极管流过电流，并对地的电压为负。

另一个问题是如果利用功率开关管驱动器的反相信号来驱动同步整流器MOSFET，则在整个（1-D）期间将一直导通（死区时间减少），并且当MOSFET 导通后，电流可以朝任何一个方向流动。这意味着电感电流始终有一个连续导通的路径，即使在轻载时电路也不会进入DCM模式，如下图所示。

 

1.2同步整流的系统含义

 

系统工作于CCM模式能够让增益保持线性，且对环路补偿没有影响。然而，缺点是电感电流会变成负值，交流（AC）损耗会稍微高一些，但也只是在轻载时发生。

使用同步整流器还有一个问题需要考虑。由于 MOSFET在导通时，它两个方向上都是导通的，所以在（1-D）的时间内，如果变换器正在试图启动，且输出端还存在其他电源电压，电流会从输出端反向流到地。如果慢慢增加占空比来开启变换器意味着（1-D）时间初始化会很长，这可能会在启动时减慢输出电压的建立。所以，需要同步整流控制器能适当延迟激活（进入工作),直到变换器达到其额定输出。

 

1.3同步整流新的拓扑结构

 

随着同步整流器技术的发展，还出现了另一个十分有趣的拓扑组合。这是一个Buck转换器和一个Flyback变换器的结合，在业界已有不同的名称，如德州仪器（TI）称之为“Fly-buck^TM”，而美信集成（Maxim Integrated）的“Iso—Buck^TM”。不管名称如何，这种设计都是从一个简单的Buck电路开始的，如下图（a），Q₂在功率单元中具有同步整流作用，当它处于导通状态时允许电流在两个方向上流动。请记住，当Q₁处于导通且Q₂关断时，电感的两端电压为（Vn-Vour)，但在Q₁截止和Q₂导通的情况下，电感上的电压为调节的输出电压（两种情况均忽略导通时的开关管电压降）。

如果在该电感上增加另一个绕组，则会得到一个反激式变压器，其中这个新的副边绕组可以通过二极管/电容滤波来实现第二个电压输出，如下图（b）所示。

为了进一步理解这个拓扑，我们可以看下图：

在上图的（a）中，当Q₁导通和Q₂关断时，电流从V_IN通过电感流向输出V_O1作为常规的降压使用，而且电感和C₁都存储能量，V_O1通过反馈控制占空比来调节。在此期间，由于V_O2副边绕组的极性使得没有副边电流，所以V_O2的负载能量由C₂来提供。当开关管的状态改变时，即Q₁，关断和Q₂，导通，电感器原边绕组中的电流反向流动，将电感和C₁中存储的能量通过耦合传递到副边绕组。这样在反激绕组里，它可以给C₂充电同时给V_O2供电。由原边绕组两端的稳定电压V_O1，副边绕组可以得到相同的电压，但需要乘以变压器匝比，当然还需要减去二极管的管压降。下图的电流波形将有助于理解整个工作过程。

此拓扑的基本方程为：

这种拓扑的优点有：

• 一个功率单元可以提供两路输出：一路实现紧密调节，另一路半调节，只有变压器阻抗和反激式二极管是位于控制回路之外。

• 反激的输出是完全隔离的，因此可以输出任何一种极性，并且可以参考

• 不同的地或是交流电平。

• 变压器的匝比可以设计成为升压或降压。

• 反激式输出电压是变压器匝比和降压占空比的函数，两者结合可实现更大的电压传输比，而不会导致占空比过窄。

• 零件数量少，总成本低。

但是也有一些限制：

• 在控制回路外有一些阻抗，反激式输出的负载调节将受到影响。这种结构可能只适用于相对低功率的应用场合。

• 两个支路的输出电容需要足够大才能使输出纹波电压保持在合理范

• 围内。

• 如果要保持良好的副边（反激）电压调节，降压占空比不应超过50%。

• 在无负载条件下，变压器漏感会引起电压尖峰，从而提高输出电压，因此可能需要一定的假负载或进行电压钳位。

同步整流在变压器耦合的隔离应用中很有意义。然而，一般同步整流位于副边侧，而PWM指令通常在原边侧产生，这可能使栅极驱动变得复杂。最简单的解决方案是采用自驱的方法，这种方法很适合于变压器双向驱动的拓扑（如正激拓扑），其简化图如下图所示。

虽然这是一个简单的方法，但是既要保证变压器的副边电压足够高，可以完全驱动MOSFET，但又不要超过器件的最大额定值，同时还要考虑到副边的峰值电压将跟随输入电压的变化。一般在栅极驱动电路中，会加入快速关断和/或钳位电路，并且有时需要具有不同匝比的单独副边绕组，所以自驱存在较多的限制。另一种解决方案是使用独立的栅极驱动变压器，它在原边侧产生独立的栅极驱动信号，通过隔离变压器后送到副边侧的MOSFET栅极。

 

 

 

2.功率拓扑的改进增强

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正如开头所述，除了已经讨论的电路拓扑外，还有许多SMPS电路拓扑，但是大多数都是以这些基本电路之一开始扩展，然后对其中一个或多个性能进行提升，由此得到新的拓扑。在这里不可能包括所有的拓扑，但许多拓扑是为了提高转换效率而衍生出来的。虽然SMPS相比于线性电源上获得了显著的提升，但迄今为止所讨论的拓扑中仍然存在导通损耗和开关损耗。在这两种损耗源中，减少开关损耗一直是最具挑战性的工作，一方面性能改进会增加成本，另一方面是开关频率提高时，开关损耗会变得更恶化。

 

 

END

led2015

同步整流对于DC-DC变换器的性能和特性都有着显著影响，具体如下：

1. 提高转换效率：同步整流可以提高DC-DC变换器的转换效率，减小额定负载和轻载时的功耗损失。这是由于同步整流器在整流时，可以将开关管和二极管的导通阻抗减小到很小，从而减小能量转换过程中的损失。

2. 减小开关损耗：传统的二极管整流器在进行输出端整流时，需要使用二极管来实现单向导通，但二极管会产生不可忽略的正向导通压降，从而引起大量的热损耗。而同步整流器则使用由MOSFET组成的同步整流器件，它们具有非常小的导通压降和相对较低的开关损耗，因此同步整流器比传统二极管整流器有更好的效率和性能。

3. 提高可靠性：同步整流器相较于二极管整流器，具有更高的抗工作电压和电磁干扰（EMI）特性，更加适用于高功率和高频应用场合。同时，在设计中也能够降低输出电容的要求。