【大学生电子竞赛题目分析】——2016年上海市TI杯B题 《短波频段数字通信系统设计》

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一、任务

设计一个短波频段全数字收发通信演示系统，要求通信调制模式采用BPSK调制方式，调制符号率固定，调制载波通过程序设置，范围1MHz～5MHz，在接收方要求去除调制载波，并用示波器观察基带波形。下图给出演示系统设计框图：

 

二、要求

1．基本要求

（1）产生三种数据序列：全1序列、01交替序列、伪随机周期序列（生成式：f(x) = x⁴+x+1）；

（2）对数据序列进行BPSK调制，调制符号率设置为25K；

（3）调制载波设置为 2.5MHz；

（4）调制信号输出幅度为 5Vpp；

（5）接收模块实现载波同步，恢复基带，并用示波器观察基带波形。

2．发挥部分

（1）发射模块调制载波在1MHz～5MHz范围内以1KHz步进进行设置；

（2）接收模块在频率范围内自动搜索跟踪，实现载波同步，恢复基带，用示波器可观察清晰基带波形；

（3）改变发射模块信号输出幅度 0.1V~5Vpp，接收模块实现正确接收；

（4）人机交互友善，具备参数设置功能、载波频率等状态信息显示功能。

三、说明

（1）基本部分1～4要求在发射模块实现；

（2）收发模块中的载波自行产生，不可用信号源代替；

（3）发射模块和接收模块独立设计，收发模块采用有线连接，不可选用相同参考时钟；

（4）收发各节点信号（如数据序列、基带成型、收发本地载波以及调制解调信号等）提供测试点，能用示波器或频谱仪进行观察，从而进行功能、性能测试。

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题目分析与设计

本题目相关模块较多，下面逐一分析之。

1、序列生成器。

按照题目要求生成3种序列，全1序列、01交替序列、伪随机周期序列（生成式：f(x) = x⁴+x+1）。全1系列实际上是一个不变的逻辑高电平；01交替系列实际上就是时钟信号；伪随机序列发生器的电路如下图。

  BPSK的符号率与移位寄存器的时钟具有相同的速率，按照题目的要求为25kHz。

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2、基带成型电路。

首先将数字序列进行编码。由于题目要求的数字序列包含全1序列，所以这个编码是必须的，否则接收端将无法还原同步信号。另外，所有PSK信号都有一个基本特征就是其解调有相位模糊现象，所以这个编码必须采用相对码格式，其中最为常见的是差分曼彻斯特码。

差分曼彻斯特码的编码规律如下：基带比特流中的每个码元拆分为两个脉冲，在每个码元中点发生电平跳变；“1”除了在码元中点有电平跳变外，还要在该码元开始的时候有电平跳变，而“0”仅在码元中点有电平跳变。由于1和0仅与信号的电平跳变有关而与绝对电平无关，从而避免了相位模糊现象。下图是差分曼彻斯特码的波形：

 

采用差分曼彻斯特码时，其编码电路的时钟应该是序列生成器时钟的2倍（本题中为50kHz）且两个时钟应该相位相关。最简单的做法就是设计一个50kHz的时钟发生器（例如采用555芯片）作为编码器的时钟，同时将这个时钟2分频作为序列生成器的时钟。

在编码器后应当插入一个预调制滤波器。该滤波器是一个具有平坦延迟特性的低通滤波器，可以有效抑制矩形脉冲信号的高次谐波造成的带外功率辐射。

上述序列生成器与基带成型电路的结构如下图。其中低通滤波器为一个2阶贝塞尔型有源滤波器，按照截止频率65kHz、Q值0.58进行设计，其余电路均为数字逻辑电路，这里不再展开。

 

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3、本地载波发生器。

按照题目发挥部分的要求，载波频率在1MHz～5MHz范围内以1KHz步进进行设置。显然以锁相环构成的频率合成器是最合适的选择。考虑到频率不高，具体电路选择以MC145151作为鉴相器与分频器再加上HC4046中的VCO较为简单，电路如下图。其中R1、R2、C1、C2构成环路滤波器，R3、R4和C3是VCO的偏置电阻与振荡电容，决定了VCO的振荡频率。

 

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4、BPSK调制器与信号滤波放大。

BPSK已调波的表达式为

 其中V_csin(ω_ct)是载波，a(t)是双极性基带信号。对于矩形波，a(t) = +1或-1。对于经过预调制滤波器后的基带信号，用交流（电容）耦合将其中的直流分量滤除，就是双极性基带信号a(t)。将双极性基带信号a(t)与载波相乘就可以得到BPSK已调波。

下面分析具体电路。

从原理上说，任何具有乘法功能的器件都可以作为BPSK调制器，例如实验室常见的调制解调芯片MC1496或乘法器芯片AD835，甚至一个二极管或三极管也可以作为调制器使用。但是在实际电路中必须考虑更多的问题，例如前后级的电平匹配问题、电源兼容问题、设计与制作的难易程度、元器件是否容易获得等等。前述的各个乘法器件中，显然二极管或三极管的设计是比较繁的（也许电路很简单，但是性能参数计算较繁，失真也很难控制）。比较另外两个集成电路后可发现，尽管MC1496可以达到调制要求，但是其电源与系统中其他芯片比较难以统一，外围器件也比较多，设计中需要考虑的地方也比较多。而AD835就比较简单，其电源为±5V（与系统中的运放兼容），增益固定，外围器件几乎没有，所以是本设计的首选。

选用AD835需要注意的一个问题是：其输入差模电压范围为±1V、共模电压范围为-2.5V~+3V。本级的两个输入信号中，一个是基带信号，另一个是频率合成器输出的载波信号，它们都是数字电路信号，峰峰值均接近5V（假定基带信号后续的低通滤波器的直流增益为1），超出了AD835的允许输入电压范围，为此需在输入端用电阻分压。

下图是基于AD835的调制器电路。其后的放大器是为了满足题目的要求：发射模块的输出电压为0.1Vpp~5Vpp。由于载波频率在1MHz～5MHz范围内变化，所以这是一个高频宽带放大器，选用高速运放（例如AD8047或OPA695）可以满足要求，具体的放大倍数要根据调制器的输出幅度确定。

 

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6、信号接收调理。

这是一个高频宽带放大器，频带宽度为1MHz～5MHz。由于要求能够在0.1Vpp~5Vpp范围内实现正确接收，此放大器应该具有AGC功能，AGC控制范围不低于34dB。有多个VGA芯片可用于设计此AGC放大器。例如AD603，其可变增益范围约40dB，增益与带宽可通过外接反馈电阻调整。外接反馈电阻短路时，增益约为-10dB~30dB，带宽90MHz。

基于AD603设计的AGC放大器电路如下图。由于题目要求发射模块的输出电压最大为5Vpp，而AD603的最大允许输入电压只有2V，所以在放大器的输入端串联了一个200Ω电阻，该电阻与AD603的输入电阻100Ω构成分压，使得AD603的实际输入电压不至于超限，同时也使得发射模块的输出放大器不至于负载过重。

 

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AGC电路设计中最困难的部分是如何获得准确的AGC控制电压。上图电路中是采用两个晶体管与电容C构成AGC控制电压产生电路的，其工作原理如下：

AD603的控制电压是1脚电位与2脚电位之差，它在-0.5V~+0.5V之间变化时，增益由最小值变化到最大值，即控制电压的变动范围是1V。2脚电位倍电阻分压固定在1V，1脚电位是电容C上的电压，所以电容C上的控制电压范围为0.5V~1.5V。

晶体管Q1构成一个恒流源对电容C充电，如果没有Q2，那么电容C上的电压最终会达到+2V以上。当放大器输出的负电压峰值低于-0.7V（Q2的发射结压降）时，Q2将导通，电容C通过Q2放电，电压将下降。当流过Q2的放电电流与流过Q1的充电电流平衡时，电容C上面的电压决定了放大器的增益。由于Q1的充电电流恒定，所以达到平衡后的放电电流也基本不变，即放大器的输出电压基本不变，达到AGC的目的。

要计算输出电压，就要计算达到平衡状态下的电容充电电流与放电电流。对于上图的电路，流过Q1的充电电流

 其中2是电源+5V与Q1基极之间的压差，0.7是晶体管发射结的压降。

但是流过Q2的放电电流是一个幅度周期变化的脉冲波形，不容易精确计算。设输出电压峰值为V_p，一个近似的结果是

其中  

令上面两个电流相等，可以得到输出电压的峰值V_p。然而这是一个超越方程，无法求解，只能用数值方法得到近似解。在调试中可以通过改变R2与R1的比例来调整输出电压，R2/R1越大输出电压越高。不过考虑到此放大器后级是乘法器，而乘法器的允许最大输入电压不会很高（例如AD835的最大输入差模电压为±1V），所以不宜将输出电压调得太高。

R1、R2的阻值按照下列原则确定：AD603的极限输出驱动能力为50mA，但设计的输出电流应该比这个数值小很多，所以R2的值大致上应该在几百欧到1千欧之间。R1应该与此同数量级。

流过电容C的电流是波动的，波动周期是输入基带信号的周期，波动量可以按前面计算的充电电流I₁的一半计算。此电流波动将引起AGC控制电压的波动，进一步引起增益波动。控制电压波动量为

  其中T是输入基带信号的周期，即1/50kHz。增益波动量为 ，其中k是AD603的增益控制系数，约为40dB/V。所以只要确定一个允许的增益波动程度，例如1dB，就可以上述关系倒推出C的大小。  

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7、载波恢复与BPSK解调。

这部分电路要求能够自动在1MHz～5MHz范围内搜索输入信号频率并实现同步。

要解调PSK信号必须有载波同步信号，由于题目明确收发模块之间不可选用相同参考时钟，所以必须在接收模块中恢复载波同步信号。

BPSK信号为

 其基带信号a(t)为+1或-1。通常基带信号中+1与-1出现的几率几乎相同（包括本题采用的差分曼彻斯特编码），即基带信号的平均分量为0，此时BPSK已调波中没有载频分量，无法直接用锁相环锁定BPSK信号的载频同步信号。

有两种BPSK的同步解调电路，其中一个电路称为平方环，电路结构如下图。

 这个电路先将BPSK已调波平方：

 基带信号a(t)等于+1或-1，经过平方后就出现了平均直流分量，因此平方后的信号中包含载频信号的2倍频。用锁相环锁定此2倍频信号，再将锁相环的输出进行2分频即可得到载频同步信号。分频后的同步信号可能与发射端的相位相同，但也可能与发射端的相差180°（反相），这就是相位模糊。发射端采用差分曼彻斯特码的原因即缘于此。

这个电路中的锁相环按照通常的同步电路要求进行设计，其闭环带宽应当远小于输入频率。同步解调电路是一个乘法器，输入信号与同步信号相乘后，经过滤波器输出的低频部分就是基带信号，所以此低通滤波器的阶数与截止频率等参数应该保证基带信号通过而载频信号有足够的衰减。具体的细节就不再展开讨论了。

题目要求将此基带信号送示波器观察，其结果应该类似下图，通常称为“眼图”。

 

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讨论

本题是一个非常典型的数字通信系统。若在发射模块中加入上变频电路将载波提高到发射频率，通过射频功率放大后送天线发射；在接收模块中加入射频前置放大、下变频、中放，以及在基带输出后面加上位同步电路和判决输出等，基本上就是一个完整的无线数字通信系统。

hunterswift

看着是非常棒哒！

tonyhy1976

竞赛的题目还是有一定的深度，多学习学习。

zhaoyuyan

mwangwdwa

知识永远不过时，加油！！！！！！！！！！！！！！！