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本帖最后由 maychang 于 2020-9-18 10:18 编辑
第06次思考题
1、我们知道Buck电路有电感电流连续和电感电流断续两种工作状态，我们还知道正激电路是由Buck电路发展而来的，如本文图(03)。如果本文图(07)就是图(03)电路的工作波形，请问图(03)中红色框内部分的Buck电路工作在电感电流连续状态还是电感电流断续状态？请说出你判断为电流连续或者电流断续的理由。
上次图(03)红色框内部分的Buck电路显然工作于电流连续工作状态。如果红色框内Buck电路工作于电流断续状态，Q1从关断转入导通时电流必定是从零开始倾斜线性上升，类似上次图(06)右边第3行波形。但从上次图(07)第二行Q1的电流波形看，Q1中电流并不是从零开始倾斜线性上升，而是突然跳到某个数值，然后倾斜线性上升。突然跳到的这个电流数值，就是红色框内Buck电路续流二极管D3电流终值也就是D2电流开始值反射到变压器初级的数值。
2、图(07)中最上面一行波形是开关管两端的电压波形。Q1关断后，除很短时间内存在漏感尖峰外，Q1承受的电压为二倍电源电压即2Vdc。但一段时间后Q1承受的电压突然降到一倍电源电压即Vdc，直到Q1再次导通。为什么Q1会在一段时间后承受一倍电源电压？承受二倍电源电压的时间是多长？
在上次图(02)里面的二极管D1中电流降到零之后，变压器各绕组两端均没有电压(铁心中磁通不变化)。既然上次图(02)的Np绕组两端电压为零，显然Q1集电极与发射极之间电压等于直流电源电压Vdc。这种状态一直要持续到Q1重新导通。
3、在图(01)和图(07)波形的最上面那一行，都用斜线标注了两块面积A1和A2，而且目测A1和A2的面积相等。A1和A2面积相等，其含义是什么？
A1和A2的面积，恰恰就是变压器的伏秒积(纵轴为电压，横轴为时间)。A1面积等于A2面积，说明变压器绕组承受的伏秒积平衡。注意最上面那行波形并不是变压器绕组两端的电压，Vdc减去这行波形才是变压器绕组两端的电压。
4、《开关电源设计 第三版》图2.11有错，请你把这个错找出来。
图2.11最下面电路(f)多画了一个二极管(无标号)，致使该电路不能工作。
5、《开关电源设计 第三版》47页倒数第4行至倒数第3行有印刷错误，请你把这个错误找出来。
“Np异名端即Q1集电极的电压为22Vdc”应为“Np异名端即Q1集电极的电压为2Vdc”，多了个“2”。
第07次活动，请各位阅读《开关电源设计 第三版》第2章第2.2节“推挽拓扑”。
本文图(01)复制于《开关电源设计 第三版》第2章图2.1。图中我加上了两个红色箭头，两个红色箭头的意思容后述。
图(01)
从本文图(01)可以看出：这种推挽变换器电路就是两个正激变换器电路合并而成。
为了说明这一点，我们先来看看图(02)。本文图(02)就是第06次活动中的图(02)复制过来的。
图(02)
我们把图(02)中的二极管D1换成与Q1相同的另一个双极型三极管Q2，如图(03)。
图(03)
图(03)中两个三极管和变压器T初级的接法，和本文图(01)中两个三极管Q1和Q2的接法是完全一样的。
为了表示得更清楚，我们再把本文图(03)改成图(04)的画法。图(04)中两个三极管Q1、Q2和变压器初级的联接仍然是和本文图(01)完全一样的。
可以看出：Q1包括变压器的半个初级，Q2包括变压器的半个初级，对直流电源Vdc是并联关系。因此有些书籍称这种电路为并联推挽。
图(04)
图(04)中，Q1和Q2交替导通(绝对不能同时导通，哪怕两个开关管导通时间略有重叠也不行。后面详述)。假定Q1和Q2占空比均为50％，即Q1关断瞬间Q2开始导通，Q2关断瞬间Q1开始导通，那么变压器T初级将得到正负对称的矩形波。
正激变换器之所以被称为正激，是因为开关管导通期间直流电源通过变压器向次级传输能量。图(04)电路，也是开关管导通期间直流电源向通过变压器向次级传输能量。所以这种并联推挽电路也属于正激方式。
图(05)
图(02)中，变压器次级仅在开关管Q1导通期间向次级传输能量，而开关管Q1关断期间并不向次级传输能量，所以变压器次级使用半波整流方式，用二极管D2进行整流，二极管D3则在Q1关断期间为电感L1续流。
既然图(05)中两个开关管Q1和Q2交替导通，变压器初级得到的是正负对称的矩形波，那么变压器次级必定也是正负对称的矩形波。为此，不能再使用半波整流方式，而必须使用变压器次级的正负半周期均可以通过整流管向电感L1传输能量的整流方式。于是变压器次级可以使用如图(05)那样的由二极管D1～D4构成的桥式整流方式。
由于采用桥式整流，图(02)中的续流二极管D3可以去掉。因为采用桥式整流后，即使变压器不向次级传输能量，次级绕组Ns两端电压为零，电感L1中的电流仍然可以通过负载经二极管D1再经D2完成回路。当然电感L1中电流也可以通过负载经二极管D3再经二极管D4完成回路。实际上，变压器次级Ns两端电压为零时，二极管D1与D2串联，二极管D3与D4串联，两路二极管再并联，起到续流作用。
当然，我们也可以把次级绕组匝数加倍再加上中心抽头，次级形成两个绕组Ns1和Ns2，两个绕组各接一个二极管D1和D2，如图(06)，构成全波整流电路。
采用全波整流电路，同样可以省略图(02)中续流二极管D3。当图(06)中次级绕组Ns1和Ns2两端电压为零时，电感L1中电流可以同时通过D1和绕组Ns1，通过D2和绕组Ns2。如果通过Ns1和Ns2的电流相等，那么由于Ns1和Ns1中电流方向相反，这两个电流不会在铁心中产生磁通，也就没有感应电动势，Ns1再加上Ns2两端电压为零。电感L1实际上是通过两个二极管D1和D2完成续流的。
图(06)就和本文图(01)主电路完全一样的，不一样处仅在于图(06)只画出了一路次级输出，还省略了反馈电路。
图(06)
然而，图(06)或者图(01)电路是有些问题的。
无论是图(06)还是图(01)电路，都是靠改变PWM(脉冲宽度调制)占空比来调节输出电压的。如果负载比较轻(负载电流较小)，那么占空比就要减小一些，以降低输出电压。占空比减小一些，意味着两个开关管导通时间减少，这样就必定会的一个周期内有一段时间两管均不导通。从图(01)的波形中也可以看出来：Q1关断后Q2并不是立即导通，而是稍后才导通。这样问题就来了：Q1导通期间变压器初级绕组中的励磁电流产生的磁通如何在Q1关断后复位？
Q1关断后，励磁电流必须立即开始复位，因为变压器初级励磁电感中的电流不能突变，必将在绕组两端产生感应电压。我们还从图(06)中看到：Q1关断后，Np1和Np2感应电压为上负下正，中心抽头处为电源电压，Q1集电极承受的电压是电源电压再加上Np1两端电压，Q2集电极承受的电压是电源电压再减去Np2两端电压。如果Q1和Q2均关断，其中没有电流，那么励磁电流必将在绕组两端产生很高的感应电压(可能达到电源电压的十倍或者更高)，可能会高到击穿Q1。
这个感应电压到哪里去了？
前述Q2集电极承受的电压是电源电压再减去Np2两端电压。如果Np2两端电压超过电源电压，那么Q2集电极电压必定对发射极为负。为负的集电极电压施加到NPN双极型三极管上会怎样？
双极型三极管的发射极和基极之间是一个PN结，集电极和基极之间也是一个PN结。图(07)(a)是普通NPN三极管的符号，如果把集电极与基极之间的PN结也如同发射结那样画出来，应该是如同图(07)(b)那样。
三极管关断，基极与发射极之间无非是三种情况：一是基极与发射极之间短路，如图(07)(c)；二是基极与发射极之间开路，如图(07)(d)；三是基极与发射极之间施加一个反向电压，如图(07)(e)。
图(07)
双极型三极管集电极与发射极之间电压为负，相当于三极管反过来用，原集电极当做新发射极，原发射极当做新集电极。这样“倒置”的三极管仍然具有放大作用，但电流放大倍数很小，可能只有1～2倍。同时，这样“倒置”的三极管耐压很低，只等于原三极管发射极反向耐压。
“倒置”的三极管，如果基极与原发射极短路，那么励磁电流将流过“倒置”三极管的基极和原发射极。由于此时电流放大倍数非常低，基极电流将很大，可能占到励磁电流值的一半(如果电流放大倍数为1)，而功率开关管基极是否允许这么大电流，是个问题。就算功率开关管基极允许这么大电流，因为短路是靠驱动电路实现，驱动电路是否允许这么大电流，仍然是个问题。
“倒置”三极管如果基极与原发射极开路，那么原发射结将被击穿，励磁电流流过“倒置”三极管原发射结，会在发射结上产生热量。
“倒置”三极管如果基极与原发射极之间由驱动电路施加反向电压(这是很常见的，目的是加速功率开关管关断)，那么励磁电流将反向流过驱动电路。驱动电路是否允许电流“倒灌”，更是个问题。
所以，在图(05)或者图(06)中，因为没有为励磁电流设置去磁回路，可能会产生各种各样的问题。当然，只要功率开关管电流容量够大，功率开关管不致于损坏，但这样显然有些浪费。
图(08)
解决这些问题的方法也非常简单，只要与功率开关管反向并联一个二极管即可，如图(08)。《开关电源设计 第三版》图3.1半桥变换器电路和图3.3全桥变换器电路都加上了与双极型功率开关管反并联的二极管。当然，我们还没有讨论到半桥和全桥变换器，那是后话。
并联二极管后，图(08)中功率开关管集电极反向电压最多等于二极管正向压降。这么小的反向电压，就不会给功率开关管造成任何问题。
从上述讨论中我们还可以知道：如图(01)那样，漏感造成的电压尖峰过去后，如图(01)红色箭头所指处，开关管集电极电压下降到Vdc是不可能的。Q1关断后，在励磁电流储存在铁心中能量没有释放完毕之前，Q1集电极电压将持续为2Vdc。同样，Q2从导通转入关断后，在励磁电流储存在铁心中的能量没有释放完毕之前，Q2集电极电压也将持续为2Vdc。
图(09)
如今已经极少有人采用双极型功率开关管构成开关电源。如果使用功率MOS管，则上述问题变得很简单，因为功率MOS管内部均有一个寄生二极管。这个寄生二极管是在功率MOS管生产工艺中生成的，并非特意制造出来。但这个寄生二极管却可以在对侧开关管关断时起到为变压器励磁电流续流的作用，如图(09)所示。
开关管并联二极管，或者采用内部具有寄生二极管的功率MOS管，可以解决励磁电流续流的问题，但是变压器两个初级Np1和Np2漏感在电流突变时产生的感应电压问题并没有解决。图(09)中变压器两个初级绕组Np1和Np2并不适合双线并绕，尤其是在Vdc电压较高情况。如果Vdc是从交流市电经整流滤波取得，那么对有效值220V市电，Vdc可达310V，Np1和Np2之间电压也可达310V。双线并绕的两个绕组之间分布电容很大，310V电压作用在分布电容上，会使开关管从关断转入导通时通过相当大的电流尖峰，这对开关管工作是不利的。
既然两半个初级不宜双线并绕，那么漏感必定比较大，漏感在电流突变时的感应电压也就不能忽略。
所以，《开关电源设计 第三版》图2.7特别强调功率开关管两端应该并联缓冲电路。该书图2.7中的缓冲电路，在其它书中常称为RCD吸收电路。该书图2.7中的缓冲电路是一端接地的，这种缓冲电路也可以接到Np1和Np2绕组两端。这种RCD吸收电路，在单管反激式开关电源中很常见。至于这种电路为何能够“缓冲”或者“吸收”，可以在看反激式电路时再仔细阅读。
现在说说为什么这种推挽电路绝对不允许两个功率开关管同时导通。
图(09)以及前面各图中，如果两个功率开关管Q1和Q2同时导通，甚至只是一个开关管尚未完全关断时另一个开关管就已经导通，绕组Np1和Np2中将流过方向相反的电流。这样两股方向相反的电流，其产生的磁场相互抵消，并不会产生感应电动势。于是这两股电流只受绕组直流电阻的限制，其数值将非常大，大到会损坏开关管的程度。即使开关管容量够大，没有损坏，这两股电流也将在开关管和变压器初级绕组中产生很大的功率耗散，开关管和变压器都会发热，严重时就会烧毁开关管或者变压器，同时使开关电源效率严重降低。
这种现像称为“共同导通”。所有供电电压基本固定的推挽式开关电源都不允许“共同导通”。
但是，无论是双极型三极管还是功率MOS管，关断的延迟时间都比导通的延迟时间长，此事看看管子说明书就知道。所以，即使驱动信号占空比是严格的50％，两个管子导通时间也会重叠，会产生“共同导通”。所以，驱动功率开关管的信号一定要使占空比降低一些，这样就可以保证两个功率开关管导通时间“错开”一点，在最不利的情况下也不会“共同导通”。反过来说，就是一定要让两个功率开关管有一小段时间均关断。这段两个功率开关管均关断的时间，往往称为“死区”。
至于《开关电源设计 第三版》第2.2.5节到第2.2.8节所说“磁通不平衡”问题，主要是对双极型功率开关管所说的。解决方法中在第2.2.8.4节中也提到了使用MOS管时很大程度上就可以避免磁通不平衡问题。现代开关电源已经不再使用双极型管，都是使用功率MOS管，大功率时使用IGBT，所以“磁通不平衡”基本上不再成为问题。为解决“磁通不平衡”而采用第2.2.8.5节所说的“使用电流模式拓扑”，是很不实用的方法，甚至在负载变化很大时可能带来很多麻烦，暂时不必管它。
第07次思考题
1、本文图(05)和图(06)中如果开关管中电流波形和《开关电源设计 第三版》图2.1波形(c)和波形(e)相同，你认为本文图(05)和图(06)整流电路中电感L1里面电流是连续工作状态还是断续工作状态？理由是什么？
2、请根据《开关电源设计 第三版》图2.9的电压波形画出本文图(08)或者图(09)中二极管D1和D2中电流波形，假定电感L1非常大，以致于其中的电流可以视为不变的恒定电流。注意：这只是根据图2.9中电压波形画出的电流波形，实际的电压波形可能与《开关电源设计 第三版》图2.9中波形有所不同。
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