ADC/DAC专题学习之六

七月七日晴

ADC/DAC专题学习之六 [复制链接]

无杂波动态范围(SFDR)

在通信应用中或许最重要的指标就是它的无杂波动态范围。SFDR指标对于ADC来说，就像对混频器和LNA的三阶交调截取点指标。ADC的SFDR被定义为RMS信号幅度对峰值杂波频谱成分的RMS数值之比(在直流到fs/2的整个第一奈奎斯特区测得)。SFDR一般被描绘为信号幅度的函数，并可能像图2-28所示那样，被描绘为相对于信号幅度(dBc)或ADC的满量程(dBFS)。



对于接近满量程的信号，峰值频谱杂波一般由基波的头几个谐波之一决定。然而，当信号落在小于满量程若干dB时，其它出现的杂波一般不是输入信号的直接谐波。这是因为存在前面讨论过的ADC传输函数的差分非线性的缘故。因此，SFDR要考虑所有源的失真，而不论它们来自何处。

AD9042是一种面向通信应用的12比特、41 MSPS宽带ADC，在此，高SFDR时至关重要的。对于19.5 MHz的输入和41 MSPS采样频率，SFDR如图2-29所示。注意：在整个第一奈奎斯特区获得了80 dBc的最小SFDR(直流到20MHz)。绘图还显示SFDR被表示为dBFS。

SFDR一般比ADC的理论N比特SNR(6.02 N + 1.76 dB)要大的多。例如，AD9042是具有80 dBc SFDR和65 dBc典型SNR(理论SNR为74 dB)的12比特ADC。这是因为噪声和失真测量之间存在根本的区别。FFT的处理增益(对于4096点 FFT为33 dB)让频率杂波远远小于被观察的噪声基底。向 ADC 增加额外的分辨率可能要增加起 SNR，但是，可能会或可能不会增加它的 SFDR。

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双音互调失真(IMD)

通过把频率为f1和f2—通常挨得比较近—的两个频谱纯净的正弦波施加在ADC上，可以测得双音互调失真。每一个音调的幅度被设置为小于满量程以下6dB多一些，以便ADC在两个音调同相时不会削波。如图2-30所示为二阶和三阶乘积的位置。注意：二阶乘积落在能由数字滤波器消除的频率上。然而，三阶乘积2f2-f1和2f1-f2接近原始信号的频率，因此，难以被滤除。除非另外详细说明，双音IMD指的是这些三阶乘积。IMD乘积的数值被以d。
然而，要注意如果两个音调的频率接近fs/4，基波的混叠三次谐波可能造成难以识别实际的2f2-f1和2f1-f2的乘积。这是因为fs/4的三次谐波为3fs/4，而混叠出现在fs - 3fs/4 = fs/4。类似地，如果两个音调接近fs/3，混叠的二次谐波可能干扰到测量。相同的推理也适合于此，fs/3的二次谐波为2 fs/3，并且其混叠出现在fs-2 fs/3 = fs/3。



对于ADC来说，二阶和三阶截取点的概念时无效的，因为失真乘积并不是以可预测的方式而变化(作为信号幅度的函数)。ADC并不是在逼近满量程时逐渐开始压缩信号(不存在1dB压缩点)；当信号超过ADC的输入范围时，它起到硬限幅器的作用，因此，当被削波时，会突然产生极大量的失真。另一方面，对于远远小于满量程的信号，失真基底仍然相对恒定，并且与信号的电平无关。

在通信应用中，常常要测量多音调SFDR。音调的数量越大，越接近于如AMPS或GSM这样的蜂窝电话系统的宽带频谱。图2-31显示了12比特65 MSPS ADC—AD6640—的四音调互调性能。当存在大信号时，高SFDR增加了接收机捕获小信号的能力，并防止小信号被较大信号的互调乘积所掩蔽。


                          图2-31：多音调测试：12比特65 MSPS ADC—AD6640。

噪声功率比(NPR) 噪声功率比测试已经被广泛地用于测量频分多址(FDMA)通信链路的传输特性。在典型的FDMA系统中，4KHz宽的语音信道被堆叠在各个频率空间中，通过同轴电缆、微波或卫星设备传输。在接收端，FDMA数据被解复用并回到4KHz的独立基带信道。在大约具有100个以上信道的FDMA系统中，FDMA信号可以采用具有合适带宽的高斯噪声来近似。利用窄带陷波滤波器以及一个在4KHz陷波点内部测量噪声功率的专用调谐接收器，就可以测量独立的4KHz信道的安静度。

噪声功率比(NPR)的测量简单明了。利用陷波滤波器的输出，在陷波点可测得信号的RMS噪声功率。陷波滤波器然后被切换进来，从而测得在这个窄频段的残留噪声。以dB表示的这些读数的比值就是NPR。为了足够地提取系统的特征，要对跨越噪声频带的若干窄频段(低、中和高三段)进行测试。在ADC上的NPR测量以类似的方式进行，但是，模拟接收器被缓冲存储器和FFT处理器所取代。



                                               图2-32：噪声功率比(NPR)的测量。

NPR通常在NPR曲线上绘出。参照系统的峰值范围，NPR被描绘为RMS噪声电平的函数。对于非常低噪声的加载电平，不受欢迎的噪声(在非数字系统中)主要是热噪声并且不依赖于输入的噪声电平。在曲线的这个区域上，噪声加载电平增加1dB，噪声NPR就会增加1dB。随着噪声加载电平的增加，系统中的放大器开始过载，其产生的互调乘积会造成系统的噪声基底的增加。随着输入噪声的进一步增加，过载噪声的效应占支配地位，并且NPR极大地被降低。FDMA系统通常工作在小于最大NPR点以下几个dB的噪声加载电平上。

在包含ADC的数字系统中，当所施加的噪声输入电平低时，在时隙内部的噪声主要是量化噪声。NR曲线在这个区域时线性的。随着噪声电平的增加，在噪声电平和NPR之间存在一一对应的关系。然而，在一些电平上，由ADC的硬限幅作用造成的削波噪声开始占支配地位。如图2-33所示为10、11和12比特ADC的理论曲线。

在多信道高频通信系统中，NPR也可以被用于仿真大量独立信道造成的失真，类似于FDMA系统。在噪声源和ADC之间要放置一个陷波滤波器，并且FFT输出被用于取代模拟接收器。如图2-34所示，用于AD9042的陷波滤波器的宽度被设置为几MHz。NPR是陷波滤波器的深度。理想的ADC将仅仅在陷波滤波器内部产生量化噪声；然而，因ADC非线性度造成的互调失真，实际的ADC具有额外的噪声成分。注意：与62.7dB的理论值相比，NPR大约为60dB。


                                         图2-33：10、11和12比特ADC的理论NPR。

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孔径抖动和孔径延迟

从图2-35可能可以推断出ADC的SNR随着输入频率的增加而降低的原因之一，其中，显示了在ADC的采样时钟上(或在内部的采样保持中)的相位抖动效应(或孔径时间效应)。相位抖动造成的电压误差是偏斜率的函数，并且导致如图2-36所示的SNR的整体退化。这是相当严重的，特别是在较高的输入、输出频率上。因此，在任何采样数据系统的采样、重构时钟中，要特别小心地最小化相位噪声。对于时钟信号的所有方面都必须小心：振荡器本身(例如，555定时器时绝对不够的，但是，如果采用于含噪逻辑电路共享一个芯片的有源器件，即使采用石英晶体振荡器也可能产生问题)；传输路径(这些时钟非常易于受到各种干扰的攻击)；在ADC或DAC要注意的是：也存在固定的构成ADC孔径时间的成分。这种成分通常被称为有效孔径延迟时间，它不产生误差。它只是在ADC被要求采样的时刻和实际采样发生的时刻之间导致时间偏差，如图2-37所示，并可能是正偏差或负偏差。在并行采样应用或如I和Q解调的这样的、两个ADC需要彼此之间互相跟踪的应用中，各个器件之间在这个参数上的偏差或容差就是至关重要的。



二十多年以前，采样ADC采用独立的采样保持和ADC构成，它的接口设计困难，并且在SHA中的一个关键参数是孔径噪声。目前，大多数使用的采样ADC包含一种积分SHA。SHA的孔径噪声可能没有像这样详细说明，但是，如果SNR或ENOB被清楚地详细说明的话，这就不是造成担忧的原因，因为对特殊SNR的保证就是对足够的孔径抖动指标的绝对保证。然而，通过把直流施加在ADC上，一种附加的高性能SHA的应用有时候将改善即使最好的采样ADC的高频ENOB，并且可能比采用跟昂贵的另一个ADC来取得而代之更有成本效益。