干货来袭——针对电源新手的要点总结

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干货来袭——针对电源新手的要点总结 [复制链接]

转载文章，很不错的要点总结，电源新手们，来看看

干货来袭——针对电源新手的要点总结


作者：budaoweng6789

以下是鄙人这段时间的一个小总结，给广大电源新手来参考。同时希望能得到各位大神们的批评和指正。由于本人菜鸟一个，错误难免，欢迎大家拍砖。 1、MOSFET和IGBT和晶体管的应用区别： MOS最适合在低电压小电流（相对较小）高频电路应用，因为在高压下的开通压降较大，再加上在大电流的场合，那么势必会造 成较大的损耗，所以不太适合在高电压大功率下应用； 晶体管相对MOS来说在高电压大功率场合要优于MOS，也就是说损耗会低，但是晶体管存在驱动电路较复杂的问题，尤其是大功 率场合驱动电流通常会达到几安培，就开关速度而言，在一般情况下，由于晶体管的米勒效应，速度低于MOS； 基于以上优缺点，IGBT问世。IGBT驱动和MOS类似，但是工作状态又和晶体管类似。所以IGBT在大功率频率不是特别高的场合 是最合适不过了。但是IGBT有一个致命缺陷就是擎住效应，在大电流冲击下及容易造成栅极失效从而导致管子损坏。但在正常情况下不会出现。 2、硬开关负载特性： 由于硬开关的特性，导致管子在开关时有较大的损耗。尤其实在感性负载和容性负载下工作，会有相当大的损耗。在感性负载中，由于du/dt比较大，会造成管子端电压过高，开通时高电压和电流重叠部分大导致过高损耗，同时端电压过高可能会导致管子击穿造成永久失效。在容性负载中，虽然不会造成端电压过高，但是在开通瞬间由于电容的充电会造成瞬间的大电流，开通时的电压和大的充电电流重叠部分大导致过高损耗。 所以当有容性或者感性的负载时频率不宜过高。 3、高频滤波电容的引线要尽量的短，滤波后的两根线要尽量靠近电容两端。 4、在有开关电流的路径里，布线时应该尽量减少环路面积。 5、开关节点的线迹应尽量粗而短，为的是减少电容效应，并增强通流能力。 6、电源中的主要噪声源：开关节点、电感、高di/dt旁路电容（一般指的是小高频电容）、功率开关管、高频整流二极管。 7、EMI敏感节点主要有：输出的采样回路，包括采样点会反馈回路。补偿网络、电流采样回路、频率设定电路、和其他保护电路。 8、抗EMI的主要方法：敏感点尽量远离干扰源、采用地屏蔽或者地隔离、去高阻抗敏感点的布线短而细（减小耦合电容），去低阻抗敏感点的布线可以长而粗，但要适当。 8、大电流线径根据实际情况可以做的宽一些，小电流或者信号线应做的细一些减小耦合。 9、在电源中，如果有高压开关管或者二极管安装在散热片上，而散热片又与机壳大地有链接部分，那么必要时在开关管上加装静电屏蔽以减小RFI辐射。 10、开关电源芯片的时钟同步有些时候是为了减少多电源并联时对负载或电网造成的干扰。或者是为了多电源共用单个EMI模块，从而减          小成本。 11、关于变压器的伏秒数和安匝的理解，伏秒数是针对的磁通密度来说的，也就是说正反伏秒数相同，激励伏秒与复位伏秒相同磁芯才不会偏磁饱和。安匝是变压器的磁动势的单位。对变压器激励后会产生磁动势，那么磁动势大小就用安匝来表示。 12、关于变压器磁芯的气隙，增加磁芯气隙后会增加磁阻，这样会降低磁导率，也就会降低磁芯使用效率。可以耐更高直流成分。降低因电流而饱和的几率。但是对于伏秒数，增加气隙却毫无意义。 13、在信号处理电路里，滤波器件尽量靠近信号接收端而不是发送端。供电电路也类似，滤波电容尽量靠近芯片Vcc引脚。 14、电感在通电和断电瞬间会产生负压，阻碍给定电压变化，实际原理是给电感通电后形成电流后内部磁通量发生变化，会产生相反感应电压，断电也如此，电流慢慢变小，内部磁通量由大往小变化，方向变化，所以感应电压方向也变化。 15、有些时候在IC电源端串接3～5欧姆的电阻不只是为了限流，与后面的小电容会组成一个RC低通滤波，效果会比较显著。 16、运放的带宽是，当被放大信号的频率增大到一定程度时，放大倍数在原来的基础上下降了3dB，这个频率就叫做放大器的带宽。 17、运算放大器的增益带宽积，顾名思义就是放大器的增益和带宽的乘积。 当频率达到某一值时，带宽增益积是个常数。假设运算放大器的增益带宽积为1 MHz，它意味着当频率为1 Mhz时，器件的增益下降到单位增益。即此时A=1。同时说明这个放大器最高可以以1 MHz的频率工作而不至于使输入信号失真。由于增益与频率的乘积是确定的，因此当同一器件需要得到10倍增益时，它最高只能够以100 kHz的频率工作。 18、关于变压器和电感慈心饱和的疑惑，并不是说电流达到一定程度或者电压达到一定程度磁芯就一定会饱和。而是在有直流偏置的情况下，交流的幅秒数是叠加在直流偏置电流上面的。根据H=0.4πNI/ｌ，除去电流I，其他都是常数，所以磁场H只和直流偏流大小有关。 因此在交流场合一般只需要看幅秒数，根据法拉第定律可得。而在有直流的场合就必须在叠加的情况下计算。 19、开关管驱动回路用双向稳压管和电阻并联防止干扰驱动极产生过电压，但是由于稳压管动态响应慢，瞬态通流量低并不能很好的抑制驱动级过电压，因此需要选用响应更快通流量更大的TVS。但其实TVS和稳压管只是在设计存在缺陷时才会产生作用，一个完善的产品一般情况下只需并联驱动极10K左右电阻。当然电阻越小起到作用越到，同时驱动功耗会增加，所以要折中。 20、电容的损耗角正切值就是电容的漏电流与电容充电电流之比。因此此值越小越好。校正电容和CBB电容属于金属薄膜电容。校正电容为聚苯，损耗更小。CBB为聚丙，损耗略大。X电容为聚丙电容。云母电容高频损耗小，精度极好，耐压高，但价格高，因此用在高精密电子设备，或者高稳定部分。 21、通用双运放LM358,四运放LM324失调电压4～9mV。op07宽电源精密单运放，失调电压65uV。opa2277高精度双运放，失调电压20uV。ad8606高精度低电压双运放，65uV失调电压。真有效值直流转换AD536ak，AD736，双电压供电。频率电压转换芯片lm331。四路模拟开关4066，数字电量测量芯片CS5460,具有有效电压值、电流值、功率的测量和计量。 22、铺铜能起到屏蔽作用原理是，地线在信号线旁边，在磁场干扰到信号线前就被地线短路，被地线吸收。地线越宽作用越强。 23、两根有电压差的信号线 ，由于中间是绝缘的，所以就等效成电容，所以电压高的部分就和电压低的部分形成电容耦合。解决方法就是在两线间加上一个电位更低的导体，也就是GND，就能将耦合能量导走。 25、在半桥或者全桥电路里，用超快恢复二极管并联管子两端会降低管子的故障率。尤其是在非阻性负载，轻载时。 26、MOSFET和IGBT的驱动电阻和驱动功率估算方法。首先，想要确定以上两点的话，首先需要确定工作频率和管子的最佳驱动电压。 需要在管子手册上查到Qg=Qgs+Qgd（米勒）+Qod 。然后根据频率计算出开关周期，一般开关总时间为开关周期的1%。如25K开关周期为40uS，则开关时间为0.4uS，假设Qg为100nC，则 Ip=Qg/0.4uS=0.25A。另，驱动电压为10V，则驱动电阻为10/0.25=40欧姆，则总得开关时间为上下管相加为4%，0.25*0.04=0.01A=10mA。所以，仅此不惜要考虑驱动功率问题。可问题在于，Rgs的大小，在参数匹配合理范围内，其值越小，抗干扰能力越强，越大则相反。如Rgs为1.5K，1500+51=1551欧姆，则10/1550=0.0064A=6.4mA，上下管共13mA。则13+10为23mA，留有余量25mA。也就是一对管子驱动功率为25*10=0.25W。当然这只是参考，不必太精确，最需要的是亲自调试，毕竟理论终究是理论。 27、关于示波器电压探头的测量误差问题 在纯直流电当中不用理会Cp和C1，但是在高频交流信号里，Cp和C1随着频率的升高起到的作用将越大。如果不校准C1，那么在高频信号，尤其是在方波有可能出现过冲和缓冲现象。此时需要调节C1使得C1*R1=Cp*Rp。找一个基准波形进行校正后即可使用探头。

蓝猫淘气

为什么


在有开关电流的路径里，布线时应该尽量减少环路面积?

tianshuihu

蓝猫淘气 发表于 2016-1-12 14:57
为什么


在有开关电流的路径里，布线时应该尽量减少环路面积?

我的理解是，电流流动的环路越小损耗就越小，相应的效率更高；另一方面开关环路越小，带来的电磁辐射也小一点

tianshuihu

真的好多干货啊，楼主总结的很到位，学习了

qwqwqw2088

蓝猫淘气 发表于 2016-1-12 14:57
为什么


在有开关电流的路径里，布线时应该尽量减少环路面积?

一般是从减小环路面积，可以减少电磁干扰的考虑