连续调制模式功率因数校正器的设计

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连续调制模式功率因数校正器的设计 [复制链接]

传统的从220V交流电网通过不控整流获取直流电压的方法在电力电子技术中取得了极为广泛的应用，其优点在于结构简单、成本低、可靠性高。但这种不控整流使得输入电流波形发生严重畸变，呈位于电压峰值附近的脉冲状，其中含有大量的谐波成分。一方面对电网造成严重的污染，干扰其他电子设备的正常工作；另一方面也大大降低了整个电路的功率因数，通常仅能达到0.5～0.7。

    解决这一问题的办法就是对电流脉冲的高度进行抑制，使电流波形尽量接近正弦波，这一技术即为功率因数校正（Power Factor Correction）。功率因数（PF）是指有功功率（P）与视在功率（S）的比值，即：

    PF=×cosΦ=γcosΦ

所以，功率因数可以定义为电流失真系数（γ）和相移因数（cosΦ）的乘积。

    功率因数校正技术，从其实现方法上来讲，就是使电网输入电流波形完全跟踪电网输入电压波形，使得输入电流波形为正弦波(γ=1)，且和电压波形同相位（cosΦ=1）。在理想情况下，可将整流器的负载等效为一个纯电阻，此时的PF值为1。

    功率因数校正技术大致可以分为无源和有源两种，考虑到无源PFC的体积庞大且性能较差，因此本文只针对有源功率因数校正（APFC）技术做一些方法性的探讨。

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1 APFC技术的实现方法及其特点 1.1 APFC电路的基本结构 1.1.1 降压式 如UC3871，因其噪声大，滤波困难，功率开关管上的电压应力大，控制驱动电平易浮动，故很少被采用。 1.1.2升/降压式 如TDA4815、TDA4818，须用两个功率开关管，其中一个功率开关管上的驱动控制信号浮动，电路复杂，故较少被采用。 1.1.3 反激式 如ML4813，输出与输入隔离，输出电压可以任意选择，采用简单电压型控制，适用于150W以下小功率的应用场合。 1.1.4 升压式 此方法被广泛采用，其特点为简单电流型控制，PF值高，THD小，效率高，但是输出电压高于输入电压。适用于75～2000W功率范围的应用场合，应用最为广泛。它具有以下优点：电路中的电感L适用于电流型控制；由于升压型APFC的预调整作用在输出电容C上保持高电压，所以电容C的体积小、储能大；在整个交流输入电压变化范围内能保持很高的功率因数；输入电流连续，并且在APFC开关瞬间输入电流小，易于EMI滤波；升压电感L能阻止电压、电流的瞬变，提高了电路的可靠性。 1.2 APFC电路中输入电流的控制原理 1.2.1 平均电流型 如ML4832、UC3854，工作频率恒定，采用连续调制模式（CCM），工作波形如图1所示。这种控制方式的优点是恒频控制；工作在电感电流连续状态，开关管电流有效值小、EMI滤波器体积小；能抑制开关噪声；输入电流波形失真小。主要缺点是控制电路复杂；须用乘法器和除法器；须检测电感电流；需电流控制环路。 图1 平均电流型 1.2.2 峰值电流型 如ML4831、MC34262，工作频率恒定，CCM，工作波形如图2所示。 图2 峰值电流型 1.2.3 滞后电流型 如CS3810，工作频率可变，CCM，电流达到滞后带内发生功率开关的导通或关断，使输入电流上升或下降。其电流波形平均值取决于电感输入电流，工作波形如图3所示。 图3 滞后电流型 1.2.4 电压跟踪控制型 如ML4813、SG3561，工作频率可变，采用不连续调制模式（DCM），其工作波形如图4所示。DCM采用跟随器的方法，具有电路简单、易于实现的优点，但也存在以下缺点：功率因数和输入电压Vin与输出电压VO的比值Vin/VO有关，即当Vin变化时，功率因数PF也将发生变化，同时Vin/VO的增大使得输入电流波形的THD增大；开关管的峰值电流大（在相同容量情况下，DCM中通过开关管的峰值电流为CCM的2倍），从而导致开关管的损耗增加。所以，在大功率的应用场合中，基于CCM方式的APFC更具优势。 图4 电压跟踪控制型

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2 CCMAPFC电路的设计方法 基于以上各种方案的特点分析可知，在75～2000W功率的应用场合中，选择工作于连续调制模式下的平均电流型BoostAPFC电路来实现较为适合。在具体的电路设计中，控制芯片选用UC3854A（其内部结构见图5），这是Unitrode公司生产的一款高功率因数校正集成控制电路芯片，它的峰值开关电流近似等于输入电流，对瞬态噪声的响应极小，是一款理想的APFC控制芯片。 图5 UC3854A内部结构图 2.1 技术指标 输入电压 Vin=AC 150～265V； 输出电压 VO=DC 400V； 电源频率 f=47～65Hz； 输出功率 PO=2kW； 开关频率 fs=50kHz。 2.2 开关频率 开关频率高可以减小PFC电路的结构尺寸，提高功率密度，减小失真；但频率太高会增大开关损耗，影响效率。在大多数应用中，20～300kHz的开关频率是一个较好的折中。本设计中开关频率选择为50kHz，这样电感量的大小合理，尖峰失真小，电感的物理尺寸较小，MOSFET和Boost Diode上的功率耗损也不会过多。在更高功率的PFC设计中，适当降低开关频率可以降低开关损耗。振荡器的工作频率由式（1）决定。 fs=（1） 2.3 Boost电感的选择 电感决定了输入电流纹波的大小，它的电感量由规定的纹波电流给出。 最大峰值电流出现在最小线路电压的峰值处，并由式（2）给定。 ILINE(PK)=×P／Vinmin（2） 电感器中的峰—峰值纹波电流，通常选择在最大峰值线路电流的20％左右，即 ΔI=ILINE(PK)×20％（3） 最低输入电压峰值时的占空比为 D=（4） 因此，电感的取值应该满足 L>（5） 2.4 输出电容的选择 选择输出电容器时应考虑以下因素：开关频率的纹波电流、二次谐波电流、直流输出电压、纹波输出电压和维持时间等。 维持时间Δt是指输入电源被关闭后，输出电压仍然保持在规定范围内的时间长度，其典型值一般为15～50ms，在这个原则下，选取的电容要保证 CO>（6） 2.5 开关管及升压二级管的选择 开关管和升压二极管必须要有足够的额度来保证电路的可靠运行。开关管的额定电流必须大于电感上电流的最大峰值，并留有一定的裕度，对于升压二极管也是同样。升压二极管的trr必须足够小以减少开关管开通瞬间的损耗，同时使二极管的损耗减小。为降低二极管的trr，可以采用两只300V的快恢复二极管串联的方法，并上高阻值的电阻来保持电压平衡。 2.6 电流检测电阻的选择 IPK(max)=ILINE(PK)＋（7） RS=（8） 一般选择1V的电阻压降，既可以有较好的抗噪声能力,又不会产生太大的损耗。 2.7 乘法器的设置 乘法器是功率因数校正的核心。乘法器的输出作为电流环调节器的输入，通过控制输入电流以得到高的功率因数。因此，乘法器的输出是一个表达输入电流的信号，其表达式为 IMO=（9） 式中：IMO为乘法器的输出电流； IAC为乘法器的输入电流； VVEA为电压误差放大器输出； Vff为前馈电压； KM为等于1的常数。 2.8 电流控制环路的设计 电流环开环为一阶积分系统，如图6所示。为使系统稳定地运行，必须对电流环路进行补偿。电流调节器的零点必须处于或小于最大截止频率fCI，此时系统刚好有45°的相角裕量。为了消除系统在开关频率处对噪声的敏感，应在电流调节器中引入一个极点，极点的频率为1/2开关频率，当极点频率大于1/2开关频率时，极点就不会对电流环路的频率响应产生影响。因此在设计电流环时应满足以下特性： 1）电流环开环为一阶积分系统，应有尽可能高的低频增益以减小稳态误差； 2）环路应有尽可能高的穿越频率，以实现快速跟随； 3）环路在开关频率处应呈现衰减特性，以消除环路中的开关噪声； 4）环路应有足够的稳定裕量，使电路具有强鲁棒性。 图6 APFC电路示意图（电流环） 2.9 电压控制环路的设计 为了电路稳定地工作，必须对电压控制环进行补偿，但因为电压控制环路的带宽比开关频率要小，所以对电压控制环路的要求，主要是为了保证输入失真最小。首先，环路的带宽必须足够低，以衰减输出电容上电网频率的二次谐波，保证输入电流的调制量较小；其次，电压误差放大器必须有足够的相移，使得调制出的信号能够与输入电压保持同相，从而获得较高的功率因数。 电压环开环为一阶积分系统，如图7所示。为了减少二次谐波电流引起的失真，电压误差放大器须引入一个极点进行补偿，以减小谐波电压的幅度并提供90°的相移。电压环的最低截止频率为 fVI=（10） 图7 APFC电路示意图（电压环） 其带宽的典型值为10～30Hz，相角裕量为45～70°。在实际的设计中，为使输出电压的稳定性好，在选取截止频率时应选的略高些，电压环有略大于45°的相角裕量。

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3 实验数据及波形 对用上述参数设计的APFC电路进行了性能测试，输入电压范围为150～265V，最大输出功率接近2200W，图8、图9及表1给出了实验数据及部分测试波形。 图8 PFC输入电压及电流波形 图9 启动时输出电压波形 表1 实验数据 AC Input（交流输入端） DC Output（直流输出端） THD（总谐波失真） Vrms/V Ifund/A Pin/W PF Vo/V Io/A Po/W η/％ THD/％ 150 3.47 518 0.992 396.9 1.25 497 95.86 10.03 220 2.36 516 0.993 396.7 1.25 497 96.37 8.79 265 1.95 514 0.993 396.5 1.26 498 96.88 8.92 150 5.98 895 0.995 396.5 2.15 853 95.36 6.39 220 4.07 891 0.993 396.3 2.16 856 96.11 8.66 265 3.34 888 0.992 395.9 2.17 858 96.67 9.98 150 7.12 1066 0.992 395.8 2.57 1017 95.44 9.93 220 4.81 1059 0.991 395.6 2.58 1021 96.45 10.88 265 3.99 1053 0.993 395.3 2.59 1024 97.23 8.99 150 10.41 1556 0.992 395.1 3.76 1484 95.36 10.01 220 7.05 1541 0.994 394.8 3.78 1492 96.79 7.78 265 5.87 1535 0.994 394.7 3.79 1494 97.36 7.97 150 14.73 2197 0.992 394.5 5.32 2099 95.53 9.84 220 10.04 2184 0.993 394.3 5.37 2118 96.97 8.87 265 8.35 2175 0.995 394.2 5.39 2126 97.74 6.58 实验表明应用该方案所设计的APFC电路工作稳定，可以很好地完成设计要求：输入电流的瞬时值跟随输入电压的瞬时值，电流波形近似为正弦波，并且和电压波形同相位，电路的功率因数（PF）达到0.99以上，且总谐波失真（THD）<10％；当负载变化时，直流输出端的电压值基本保持恒定；当交流输入端的电压发生变化时，负载功率基本保持恒定。

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本文基于Boost电路拓扑，采用连续调制模式（CCM）的平均电流型控制方式，选择UC3854A作为控制核心来设计有源功率因数校正电路。实验证明此方案在中等以上功率的应用中，通过合理地配置电路参数，不仅获得了稳定的直流输出，而且实现了功率因数校正。 该设计原理同样也适用于其他同类型APFC控制芯片的电路实现，并具有电路结构较为简单，体积小，工作稳定可靠等优点，在中等及较大功率下须进行功率因数控制的场合中具有广泛的应用前景。