7.5kV·A单相航空静止变流器的研制

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7.5kV·A单相航空静止变流器的研制 [复制链接]

应用了一种新颖双管正激组合变换器作为三态滞环控制电流型逆变器直流输入前级，研制了一种输出7.5kV·A的单相航空静止变流器，将某型号飞机上三相115V/400Hz供电系统，变换成220V/50Hz单相交流电，以满足特殊机载设备的供电要求。

关键词：双管正激变换器；组合变换器；三态滞环电流控制；逆变器

0 引言

航空静止变流器要求可靠性高、体积小、重量轻和电气性能好，尤其对可靠性有特别高的要求。为此，我们分析并应用一种新颖双管正激组合变换器作为逆变器直流输入前级，它既具有双管正激变换器内部桥臂无直通现象、原边开关管电压应力低等可靠性高的优点，同时克服了双管正激变换器由于输出整流和续流二极管电压应力过高、不能可靠应用于输出高电压场合的弱点[1][2]。静止变流器逆变部分采用了三态滞环电流控制型逆变器，其相对于电压控制型逆变器具有响应速度快和稳定性好的优点，其相对于二态滞环电流控制型逆变器具有输出电压THD低和效率高的优点[4]。

1 原理分析

7.5kV·A单相航空静止变流器系统结构框图，如图1所示，它由三相不控整流桥、双管正激组合DC/DC直流变换器和三态滞环电流控制型单相逆变器三部分构成。直流变换器把不控整流桥输出的脉动直流电压240～300V提高到360V，以满足逆变器最低输入电压幅值的要求。

图1 单相航空静止变流器系统构成框图

1.1 DC/DC变换器原理分析

在双管正激变换器及其隔离式直流变换器中，由于副边输出整流和续流二极管的电压应力与输出电压成正比，快恢复二极管电压应力越高，其关断时反向恢复过程产生的电压尖峰和热应力问题就越严重，危及二极管的安全运行，因此，副边输出二极管是隔离式变换器输出高压时的最薄弱环节。变压器副边输出续流快恢复二极管电压定额等级越高，往往其反向恢复时间就越长[5]，反向恢复过程中变压器漏感储能也就越大；当反向恢复过程结束时，产生的加在该续流二极管上的电压尖峰就越高。另外，副边输出续流二极管反向恢复时间越长，变换器输出占空比丢失现象就越严重，须增加变压器副边匝数，导致进一步增大输出整流和续流二极管电压应力。因此，提高变换器输出高压时的可靠性，关键是降低副边输出二极管的电压应力。通过串联二极管以及另加吸收电路的方式，虽可以降低二极管电压应力，但串联时的均压电容和吸收电容会增大变压器原边的开关管电流应力，并且可能会引起变压器漏感和均压电容的振荡；另外，阻容吸收电路的功耗也降低了整个变换器效率。

为了有效降低变压器副边输出二极管电压应力，我们采用了一种新颖双管正激组合变换器[2][3]。如图2所示，变压器原边输入端4路双管正激交错并联、副边输出端采用先并联后串联的组合形式。

图2 新颖双管正激组合变换器

该组合变换器输入、输出电压关系式为[2]

V_o=4N_(2L)DV_in（1）

式中：V_in和V_o分别为输入和输出电压；

D为功率开关管（Q₁～Q₈）的导通占空比；

N_（2L）为高频变压器（T₁～T₄）副边与原边的匝数之比。

副边输出续流二极管（D₁₀及D₁₄）电压应力V_F（2L）为

V_F(2L)=N_(2L)V_in（2）

副边输出整流二极管(D₉，D₁₁～D₁₃)电压应力V_R(2L)为

V_R(2L)=2N_(2L)V_in（3）

而对于双管正激变换器，其输出电压V_o、副边整流二极管电压应力V_R(1L)和副边续流二极管电压应力V_F(1L)分别如式（4）～式（6）所示[1]。

V_o=N_(1L)DV_in（4）

V_R(1L)=N_(1L)V_in（5）

V_F(1L)=N_(1L)V_in（6）

式中：N_(1L)为双管正激变换器的高频变压器副边与原边的匝数之比。

当两种变换器输入、输出电压及导通占空比均相同时，由式（1）～式（6）可得关系式

V_R(2L)=V_R(1L)（7）

V_F(2L)=V_F(1L)（8）

式（7）及式（8）表明，新颖组合变换器副边输出续流二极管电压应力仅为双管正激变换器对应副边二极管的1/4，大大降低了二极管耐压等级。为此，我们采用了耐压为600V的快恢复二极管DSEI30-06A作为副边续流二极管，其反向恢复时间为35ns，且无须另加阻容吸收电路，其电压尖峰不超过350V。因此，该新颖组合变换器可以可靠地应用于输出高电压场合。

1.2 DC/AC逆变器原理及其主要参数分析

三态滞环控制电流型逆变器系统框图，如图3所示。它由电压外环和电流内环构成，电流内环对电流进行调节控制，使之逼近给定信号，从而提高系统的动态性能；电压外环产生的误差信号作为电流内环的给定，从而达到稳压目的，使系统具有优良的电气性能。其主电路拓扑如图4所示，滤波容C_f两端为输出电压。设I_g为电流给定信号，Δ为滞环宽度，则三态滞环控制过程如下：

I_g>I_f＋Δ，Q₁及Q₄同时导通，I_f上升（即＋1态）；

I_g<I_f－Δ，Q₂及Q₃同时导通，I_f反向上升（即－1态）；

I_f－Δ<I_g<I_f＋Δ，I_f通过Q₃或Q₄进行续流（即零态）。

图3 三态滞环逆变器系统构成框图

图4 DC/AC逆变器主电路拓扑

逆变器滤波电感L_f在滞环控制中的主要作用是，和滤波容C_f一起滤除输出高次谐波；作为积分环节，为电流闭环控制提供斜坡积分函数而参与控制。其取值不仅影响输出波形，还影响系统的动态性能。L_f过大，使电感电流追踪不上电流给定的变化，导致系统失调。L_f过小，尽管可以改善系统的动态性能，但电流脉动增大，影响输出波形质量。从逆变器输入、输出特性及工作原理，可得滤波电感要满足式（9）及式（10）[3][4]。

L_f<（9）

L_f>（10）

式中：v_Omax为输出电压峰值；

ω为输出电压角频率；

I_gmax为电流给定信号最大值；

t_on为导通时间；

Δi_L_fmax为电感电流的最大脉动量。

逆变器滤波电容C_f的作用是滤除输出高频成分，其值取大一些可减小输出电压的THD，但会增大开关管及其它器件的电流容量；其值过小，输出波形的THD会增大。综合考虑，C_f应满足式（11）[3][4]。

C_f<（11）

式中：系数α工程上取0.5左右为宜。

滞环宽度Δ太小会增加功率管的开关频率，增大开关损耗；如太大，电感电流脉动增大，输出波形变差；一般取电感电流的10％左右作为其对应的Δ值[3][4]，其最终选取须通过实际调试加以确定。

2 实验与结果

我们研制的某型号单相航空静止变流器输入、输出主要电气指标和参数如下：

三相交流（400Hz）供电，输入相电压V_in=115±11.5V；

输出电压V_o为AC 216～222V/50Hz；

额定输出功率为7.5kV·A，短时（连续2min）

最大允许输出功率为11.25kV·A；

输出电压THD<5％。

DC/DC变换器如图2所示，主要电路参数如下：

输出滤波电感L₁=L₂=160μH；

输出滤波电容C₂=C₃=470μF；

开关频率f_s=50kHz；

高频变压器（T₁～T₄）原、副边匝比为20：18；

副边输出续流管(D₁₀和D₁₄)采用快恢复二极管DSEI30-06A，耐压600V；

副边整流管（D₉及D₁₁～D₁₃）采用快恢复二极管DSEI30-10A，耐压1000V；

功率开关管（Q₁～Q₈）采用IXFB80N50Q2，环境温度25℃时额定电流为80A，额定电压500V。

DC/AC逆变器如图4所示，主要电路参数如下：

主功率管IGBT（S₁～S₄）采用BSM-150GB-60DLC，额定电流150A，额定电压600V；

滤波电感（L_f）的电感量为1mH；

滤波电容（C_f）的电容量为80μF。

单相航空变流器带阻性额定负载（如图5所示）时，主要实验波形如图6～图9所示。其中，图6为DC/DC变换器开关管Q₁触发脉冲电压信号和输出续流二极管D₁₀电压波形，二极管D₁₀最大电压应力为350V（考虑关断电压尖峰）；图7为逆变器二桥臂间的调制电压波形和输出电压波形；图8为逆变器输出滤波电感L_f的电流波形，滤波电感电流的脉动量由滞环宽度决定；变流器额定负载时输出电压波形的THD=0.533％，输出电压波形各次谐波分析如图9所示。