《开关电源仿真与设计》-非隔离变换器

戈壁滩上的辉煌

《开关电源仿真与设计》-非隔离变换器 [复制链接]

降压变换器

        降压变换器广泛应用于各类电压降低需求场景，包括白色家电的离线供电、蜂窝电话等电池驱动电路，以及局部调节器（POL调节器）等。追求更高效率时，可构建同步降压变换器；若单级电路面临大电流输出挑战，则多相降压变换器成为优选方案。

        本书是以输入电压28 V/输出12V/4A的电压模式降压变换器为例，基本指标为输入电压在20~30V情况下,负载电流为4A 时，输出为12V;最大峰-峰输出电压纹波低于125 mV;开关频率为100 kHz;交流输入电流纹波峰-峰值指标为15 mA。

        根据基本指标的极值可以计算出占空比的极值在40~60%之间，而通过纹波幅值可以确认LC滤波器的转角频率位置。

        然后通过纹波电流最小化计算电感值。电感纹波电流的选择深刻影响着变换器的多项关键参数，这一规律不仅适用于降压变换器，同样适用于其他变换器架构。追求低纹波电流往往需要采用大电感，这在追求系统快速响应时构成挑战。然而，关于低纹波是否减少功率开关的有效损耗，业界存在分歧。特别是在同步整流技术下，这一观点尤为显著：二极管功率损耗主要受平均电流影响（尽管有效电流亦有影响，但CCM变换器中平均电压占主导地位），而MOSFET则对回路有效电流更为敏感。此外，大交流纹波会加剧输出电容的负担，缩短其寿命并引发发热问题。不过，在降压变换器中，由于电容电流的非脉动特性，这一问题相对缓和。另一方面，高纹波虽可能带来较大的磁芯损耗，但小电感设计能减少欧姆损耗，并赋予变换器更优的瞬态响应能力，这在高纹波场景下尤为明显。至于工作模式，低电感值在输出电流下降时易促使变换器进入DCM模式，但精心设计的变换器能有效管理模式转换，尤其是采用电流模式控制的变换器。综上所述，纹波电流的选择并非单一答案所能涵盖，还需综合考虑成本、尺寸、元器件选择等多重因素。

        鉴于电容的低阻抗特性及其在高温环境下的稳定性能，它们成为开关电源的理想选择。值得注意的是，ESR（等效串联电阻）值随工作温度略有波动，而此值直接关系到系统零点的位置。为精确设计，首要任务是进行降压变换器的小信号响应模拟，并据此精确计算LC组件的数值。

        瞬态分析可依托实际降压变换器电路实施，如安森美LM257X单片开关或先前章节探讨的通用电压模式控制器，高压侧开关（因其连接至正电源而得名，相对地，低压侧开关则连接至参考地）与续流二极管等器件。为便于分析，我们假设一理想开关，其导通电阻可调。实际应用中可选用易于操控的P沟道MOSFET或成本效益高的N沟道MOSFET，但需辅以电荷泵或自举电路以驱动。假定开关为理想状态，忽略了寄生元件的影响。续流二极管恢复时间也是非常重要的：在二极管由导通转为阻断的瞬间，因突然反向偏置，二极管会短暂短路，直至恢复阻断能力。在降压变换器中，这导致MOSFET电流曲线上出现尖锐的峰值，且随着开关频率的上升，这一峰值加剧了开关与二极管的能量损耗。值得注意的是，若采用肖特基型二极管，虽可避免恢复时间带来的损耗，但其高寄生电容却可能加重开关的负担。

        二极管损耗显著影响降压变换器的性能。精确评估开关的平均功率消耗，需将开关两端的电压与通过其的电流相乘，得出瞬时功率p(t)。进而，通过在一个完整的开关周期内对瞬时功率进行平均化处理，可得出平均功率值，该值仅为理论估算，因实际中电容伴随寄生元件（尤其是非线性结电容）且SPICE模型恢复时间优化不足，均会导致偏差。为追求更为精确的功率损耗测量，实验室环境下利用示波器进行直接观测与测量显得尤为重要。不过，在此特定场景下，功率开关的主要损耗源头可归结为开关操作过程。因此，精心挑选续流二极管，对于有效降低开关过程中的功率损耗而言，具有至关重要的作用。

        降压电流模式变换器，作为三阶系统运作，其特性包含一低频极点、一与输出电容ESR紧密相连的零点，以及一对位于开关频率半数之处的双极点。此零点，其位置由输出电容及其ESR共同决定，能在交叉频率点处贡献相位增益的宝贵提升。鉴于ESR易受温度与时间影响而发生变动，零点的频率亦会随之偏移，这一动态变化需予以关注。

交流分析借助电流模式PWM开关模型进行，极-零点的配置巧妙运用了k因子技术，同时也不乏单独极-零点配置的应用实例。k因子技术在放大器类型2（无论是DCM还是电流模式CCM）的补偿网络中展现出了良好的适用性。然而，对于放大器类型3的补偿网络，由于可能引发条件稳定性的问题，故不推荐采用k因子技术。

        同步降压变换器通过引入同步MOSFET替代传统的续流二极管，电流模式的降压变换器实现了效率的显著提升。续流二极管虽能确保在截止时段内电流的持续流通，并维持功率开关与二极管连接点电压近乎为零的状态，但在实际应用中，这一电压并非绝对为零，尤其是在二极管不同导通条件下。电路设计中纳入了二极管的正向压降Vi及动态电阻R&的考量。这些元件的存在不可避免地会对变换器的效率产生影响，特别是在二极管正向压降与负载电压Vout相对较大时，效率损失更为显著。因此，采用同步MOSFET替换续流二极管，成为了优化变换器性能、减少能量损耗、提升整体效率的关键策略。

        低成本悬浮降压变换器有些应用场合要求简单的非隔离降压变换器,并将其直接连接到电源整流电路输出。在白色家电中就是这种情况,如洗衣机,微处理器为前面板提供了智能化操控功能。在这些白色家电设计中,电流模式拓扑不一定都适用,因为电路中会出现小占空比的情况。

升压变换器

        升压变换器专为需要输出电压高于输入电压的系统设计，如电池供电系统（如12V电池驱动音频放大器）、蜂窝电话（增强射频放大器偏置）或需局部高电压的电路。例如48V/2A升压变换器在汽车电池供电下的应用，其工作模式灵活跨越DCM与CCM边界，但为优化电容电流管理，轻载时自动切换至DCM模式。与降压变换器实例一样,双零点刚好放置在谐振峰处,来补偿在该点产生的严重相位滞后。有些设计者推荐把双零点放在稍低于谐振峰的位置,这样可根据仿真得到的数据,很容易测试该结果。与在降压变换器例子中所做的一样,在瞬态仿真中使用通用控制器来仿真升压变换器。

        紧凑式升压变换器设计中，电解电容的布局需避免开架式适配器的堆叠方式，因空间限制尤为显著。针对便携式电话应用的升压变换器，其物理尺寸及电路板质量均受严格约束。值得注意的是，纹波的增加会促使电感值下调，并推动RHPZ向高频偏移，这为交叉频率的选择增添了灵活性，同时揭示了原电容值选择的非最优性。鉴于升压变换器在低输入、低输出电压环境下运行，引入包含导通损耗与正向压降的模型能显著提升模拟精度。

降压-升压转换器

        降压-升压转换器融合了双重能力，既能提升又能降低输入电压，但其传输的电压却带有负极性，相对于地而言，这成为了其拓扑结构的一个固有局限。然而，在某些特定应用场景下，这一特性并不会构成障碍。 汽车电池供电的12V/2A降压-升压转换器专为双电源供电的音频汽车放大器量身打造，负责提供负电源，以支撑放大器的对称电源需求。这一设计旨在消除直流阻断电容的必要性，该类电容在传统单电源结构中屡见不鲜。在此场景中，我们假定放大器运行所需的正电源为+12V，该电源可由其他类型的调压器供给，而负电源则完全依赖于这款精心设计的降压-升压转换器来稳定提供。

        为精确设定降压-升压变换器设计所需的电感值，需仔细分析图5.56所展示的电感电流动态变化。通过设定合理的纹波变化范围来选定电感值，确保纹波波动维持在可接受水平内。峰值电流的计算应综合考量平均电感电流与电感电流波动量（Δt值）的一半之和。值得注意的是，在降压-升压变换器的设计中，电感的平均电流并不直接等同于输入或输出电流，这一点与单独的升压或降压变换器设计存在显著差异。

        除了轻负载情境，降压变换器鲜少运行于DCM模式，相比之下，升压变换器则更常设计为在DCM下工作。从降压-升压变换器的设计实例中，我们不难发现DCM模式所带来的显著优势，如更宽广的可用带宽（通过RHPZ向高频段迁移）以及在移动谐振频率处的双极点效应优化（尤其适用于电压模式控制）。然而，这些优势的取得，也伴随着电感、功率MOSFET及输出电容中流经的有效电流显著增加。