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射频变压器的应用
射频变压器广泛用于电子电路中
变压器电路和阻抗关系
当信号电流通过初级绕组时，它会产生一个磁场，从而在次级绕组上感应出一个电压。将负载连接到次级会导致交流电流流入负载。
通常需要控制射频信号路径的终端阻抗，尤其是在路径长度相对于波长不可忽略的宽带应用中。宽带射频变压器使用双绞线绕制而成，双绞线充当传输线，所需的耦合沿着这些线的长度以及通过磁芯发生磁性。当初级和次级绕组连接到变压器设计的电阻终端阻抗时，可以获得最佳性能。例如，匝数比为1:1的变压器通常设计用于50或75欧姆系统。
在本应用笔记中，不断提及用户应为变压器提供的端接阻抗，用于性能测试和实际使用。为了讨论的一致性，匝数比大于1:1的变压器将被描述为升压；即次级阻抗大于初级阻抗。但在实际使用中，连接可以根据需要升压或降压。
V2=NV1和I2=I1/N，其中N是匝数比。
因为Z2=V2/I2和Z1=V1/I1，所以Z2=N2Z1。也就是说，阻抗比是匝数比的平方。
图1a自耦变压器
图1b带直流隔离的变压器
图1c中的次级绕组有一个中心抽头，这使得变压器可用作平衡信号分配器；具有这种配置的精心设计的射频变压器可以获得出色的幅度和相位平衡。
图1c具有中心抽头次级的变压器
在随后的图1c等式中，匝数比N指的是整个次级绕组。
V4=NV1和V2=V3=NV1/2
当次级的两半连接到相等的终端阻抗Z2和Z3时，则
I2=I3=I1/N;Z4=N2Z1和Z2=Z3=Z4/2=N2Z1/2
图2显示了图1c变压器的一种变体，有利于高频性能。它在输入端添加了一个级联传输线变压器，以将不平衡信号转换为中心抽头变压器输入端的平衡信号。这种设计的特点：
图2初级侧带有巴伦的高频变压器
变压器性能特性
插入损耗和频率带宽
变压器的插入损耗是当变压器插入阻抗匹配的传输系统以代替具有相同匝数比的理想（理论上无损耗）变压器时输入功率损失的一部分。实际插入损耗受变压器绕组的非理想特性阻抗以及绕组和铁芯损耗的影响。
图3显示了典型的插入损耗随频率的变化，其中显示了1dB、2dB和3dB带宽，参考通常指定的中带损耗。低频的插入损耗受并联（磁化）电感的影响。在低温下，由于磁芯的磁导率降低，低频插入损耗趋于增加。高频插入损耗归因于绕组间电容、串联（漏）电感以及磁芯和导体损耗。在高温下，由于磁芯磁导率的损耗分量增加，它往往会变得更大。
图3射频变压器的典型频率响应
对变压器插入损耗的进一步影响是高交流或直流电流。大多数射频变压器用于小信号应用，其中通常高达250mW的射频或30mA的不平衡直流电流通过绕组。为了小尺寸和最宽带宽，使用最小的实际内核尺寸。当必须满足插入损耗规格并施加更大的射频功率或直流电流时，必须在变压器设计中考虑这一点，以防止磁芯饱和和随之而来的带宽降低。
如何测量变压器的插入损耗？这个问题与1:1以外的阻抗比特别相关，因为必须对测试仪器的阻抗进行调整，通常为50或75欧姆的常数。有以下三种方法：
图4TC1.5-1型插入损耗
注意：因为在此方法中需要适当源端接的仪器连接到一个或两个输出，所以特殊设计考虑适用于匹配网络，它不应该是最小损耗焊盘。这将在标题为中心抽头变压器的幅度和相位平衡测量的部分中详细讨论，其中给出了合适匹配网络的设计标准、元件值和插入损耗。
为了证明该方法对具有广泛阻抗比（N2值）的中心抽头变压器的有用性，以下模型的插入损耗与频率的关系如图5、6和7所示2：
实际的中频带插入损耗在每张图表上方注明。
图5ADTT1-1型插入损耗
图6型号ADT4-1WT插入损耗
图7ADT16-1T型插入损耗
阻抗和回波损耗
观察次级绕组的阻抗是在初级绕组以其规定的阻抗（通常为50或75欧姆）端接的情况下测量的，并与理论端接值（图1中的Z1、Z2或Z3）进行比较。
回波损耗或VSWR在初级绕组处测量，次级终止于其理论阻抗；例如，2xZ初级用于1:2阻抗比（1:1.414匝数比）初级变压器。
变压器的物理参数
借助图8中的等效电路可以理解射频变压器的性能
图8-变压器等效电路
L1和L2是初级和次级漏电感，由两个绕组之间的不完全磁耦合引起。因为它们的电抗与频率成正比，所以这些电感会增加插入损耗并减少高频下的回波损耗。
R1和R2是初级和次级绕组的电阻或铜损。趋肤效应增加了高频下的电阻，导致插入损耗增加。
绕组内电容C和C以及绕组间电容C也会影响12高频性能限制。然而，RF变压器中使用的传输线设计的明显优势在于，大部分绕组间电容与漏电感（并联电容和串联电感）一起被吸收到传输线参数中，从而导致带宽比使用传统的变压器绕组。
Lp是励磁电感，它限制了p变压器的低频性能。它由磁芯的磁导率和横截面积以及匝数决定。低频时插入损耗增加，回波损耗减少。此外，许多芯材的磁导率随着温度的降低而降低，并在高于室温时升高。这解释了图3中插入损耗曲线的低频部分的扩展，如上所述。
电容和漏感的温度变化相对较小。绕组电阻确实会随着温度的升高而变化，并有助于图3中曲线的高频部分的扩展。
电阻Rc代表铁损。造成这种损失的原因通常有以下三种：
我们可以将施加的射频信号想象成导致核心材料磁畴的振动运动，其表现为具有惯性和摩擦力的粒子。因此，该运动导致能量损失。更高频率的信号会导致更快的运动，从而导致更大的磁芯损耗，这表现为Rc值的降低。在高温下，随机热c振动更大，并增加了RF信号为控制磁畴运动而必须消耗的能量。因此，铁损有助于高频下插入损耗的增加和回波损耗的降低。如图3所示，这些影响在高温下更加突出。
幅度和相位平衡的测量：中心抽头变压器
定义
幅度平衡，有时称为“不平衡”，是使用中心抽头作为接地参考的中心抽头变压器的两个输出之间的信号幅度差的绝对值，以dB为单位。
相位平衡，有时称为“不平衡”，是使用中心抽头作为接地参考的中心抽头变压器的两个输出之间的信号相位差的绝对值，减去相位的180度标称值后 - 分裂。
测量方法：在测试仪器中变压器次级和感应端口的每一半之间匹配网络
上面提到，在插入损耗测量部分的末尾，可以像功率分配器一样测试具有中心抽头次级的变压器。但是，必须考虑一个差异：作为功率分配器构建的设备具有内部电路，可在输出之间提供隔离；该规定确保观察每个输出端口的恒定阻抗，独立于另一个输出上的负载。另一方面，变压器是一种更简单的设备，缺乏隔离。因此，匹配网络的设计不仅要考虑由初级与半次级比率转换的初级源阻抗，还要考虑与之并联的另一个阻抗：端接另一个半次级的输入阻抗缠绕。
这种情况如图9所示。R是测试t仪器的源和传感端口阻抗，以及变压器初级设计的阻抗。总次级必须以N2Rt终止。因此，每个匹配的2t网络，当其输出端接在Rt时，必须具有输入阻抗N2R1/2。
每个匹配网络的输出源阻抗，因为它必须为呈现负载Rt的电缆供电，因此也必须等于Rt。这必须是当匹配网络从源阻抗馈电时，该源阻抗是两个阻抗的并联组合，如下所示：一个是变换后的源阻抗R，它在半次级出现为(N/2)2Rt。另一个是另一个匹配网络的输入，N2Rt/2，从一个半次级耦合到另一个。结果为N2Rt/6。
图9具有匹配网络的中心抽头变压器的阻抗关系
匹配网络的阻抗约束需要三种拓扑结构，具体取决于变压器阻抗比N2的值，如图10a到10c所示。
图10阻抗匹配约束
对于两种非平凡情况10a和10c中的每一种，网络输入和输出阻抗的要求提供了两个方程来求解两个未知数Rs和Rp。对于N2<3，参考图10a，方程为：
解决方案是：
对于N2>3，参考图10c，方程为：
解决方案是：
对于N2=3，Rs=Rt/2且Rp是无限的。
为了精确的RF相位平衡测量，匹配网络的构造及其连接应该能够在电路的两半之间提供电气对称性。
为了证明上述方法的有效性，它被用来测试变压器的幅度和相位不平衡，结果如图11、12和13所示。这些是相同的变压器，图5、6给出了插入损耗，和7。
图11模型ADTT1-1幅度，相位不平衡
图12型号ADT4-1WT幅度，相位不平衡
图13型号ADT16-1幅度，相位不平衡
图14-具有匹配二次终端的变压器的电压关系
剩下的任务是推导出匹配网络插入损耗的表达式，以便在通过上述“功率分配器”方法测试时，可以从测量值中减去它，从而得出中心抽头变压器本身的插入损耗。提醒一下，还必须从测量值中减去3dB（用于分割）。
图14显示了变压器的电压关系，其次级端接匹配电阻阻抗。
初级两端的电压是开路电源电压V的一半，因为进入初级的i阻抗是R。传送到每个终端电阻的功率是t电压的平方除以电阻：
图15功率计算的电压关系
图15显示了在半次级后插入各种匹配网络时发生的情况，图10中的匹配负载被R代替，R代表仪器中的t传感器端口。
图15a包括图10a的“N2<3”匹配网络。传递给负载Rt的功率为POL（下标L表示低N2情况）：
图15b说明了图10b中N2=3的情况：
图15c为N2>3，对应于图10c（POH中的下标H表示高N2情况）：
表1列出了针对Mini-Circuits提供的中心抽头射频变压器的阻抗比值的匹配网络电阻值（归一化为Rt）以及网络t损耗（以dB为单位）。
可用于匹配网络的电阻器通常是“1%值”。因此，它们的标称值（增量为2%）与表1中的R和R值相差sp高达±1%。如果R和R在相反方向上偏离表1，则网络损耗的误差最大，例如，在1%电阻误差的情况下，当N2=5时，网络损耗误差为0.1dB。如果需要更高的精度，则应通过将实际电阻代入图15后面的公式中来计算损耗。
以上关于电阻精度的讨论是针对变压器插入损耗的测量；只要两个匹配网络相等，幅度平衡就不会受到电阻误差的影响。
表1测试中心抽头变压器的匹配网络
来源：迷你电路
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