AD5933阻抗测量系统精度问题
大家好！我用STM32系列单片机和AD5933设计阻抗测量系统，硬件电路依照CN-0217设计，今天做了如下实验：测试中，输出激励电压=2Vp-p,
校准阻抗电阻Zcalibration= 51kΩ, PGA增益=×1，
电源电压=3.3V, 电流电压放大器增益电阻=51kΩ;
AD5933的时钟频率=1.024MHz(经16.384MHz的有源晶振经16分频获得)，起始频率=29000,扫描点数=16,频率增量=62,5Hz。每个频点重复频率测量四次，取其实部和虚部的平均值，然后求得相应幅度和相位，然后，递增至下一频点，直至所有频点测量结束，则一轮扫频测量结束。
第一步：连接校准阻抗=51k，反馈阻抗=51k,获得不同频点的幅度和相位，数据如下：可以看到，不同频点，其幅度和相位并不是相等的，而是有一些波动的，幅度在9760~9766之间波动，相位在114.1~120.697°之间波动，且相位的波动趋势是：随着扫描频率的增加而增加的。（虽然理论上将，纯电阻的幅度和相位是不变的，即使激励频率不同。）
Header 1
幅度 相位 频率
9764114.129000
9764114.49229062.5
9763114.98529125
9764115.33929187.5
9762115.85129250
9765116.24829312.5
9763116.74129375
9766117.17129437.5
9761117.61829500
9763118.14329562.5
9764118.49929625
9760118.93929687.5
9764119.3929750
9762119.86429812.5
9761120.25829875
9763120.69729937.5
第二步：将校准阻抗换下，连接上待测阻抗(已知待测阻抗=100k)，反馈阻抗=51k，获得不同频点的幅度和相位，
数据如下：同样幅度和相位都有数据波动，
幅度在5010~5012之间波动，相位在113.107~119.6399°之间波动,
相位随着频率的增加而增加。
Header 2
幅度 相位 频率
5012113.10729000
5012113.639929062.5
5013113.998529125
5009114.380529187.5
5011114.862229250
5014115.272329312.5
5012115.706129375
5012116.186829437.5
5012116.595729500
5011117.086629562.5
5013117.474829625
5011117.915129687.5
5011118.35529750
5012118.748229812.5
5012119.234529875
5010119.639929937.5
按照AD5933datasheet提供的阻抗和相位计算方法，发现：在扫频的各频点上的阻抗误差在0.5%~0.6%范围内。
但是当待测阻抗一次换成151k,200k,251k时，测量的误差开始逐渐上升，测251k的未知阻抗时，误差可达3%。接下来，进行另外一组测量：与第一组同样的测试条件: 输出激励电压=2Vp-p,
校准阻抗电阻Zcalibration= 251kΩ,//校准阻抗由51k换成了251k
PGA增益=×1， 电源电压=3.3V, 电流电压放大器增益电阻=251kΩ;//反馈阻抗由51k换成了251k第一步：连接上校准阻抗=251k，反馈阻抗=251k，经过一轮扫频，获得如下数据：可以看到，幅度在9335~9309之间波动，且幅度的波动趋势是：随着扫描频率的增加，幅度逐渐减少；相位在118.295~125.01之间波动，且波动趋势是：随着扫描频率的增加，相位逐渐增加；
Header 3
幅度 相位 频率
9335118.29529000
9329118.6529062.5
9328119.17329125
9330119.65929187.5
9327120.04529250
9328120.48229312.5
9322120.94829375
9321121.36829437.5
9319121.85729500
9319122.35129562.5
9315122.71929625
9314123.22629687.5
9316123.63229750
9314124.06929812.5
9314124.48929875
9309125.0129937.5
第二步：取下标准电阻，连接上待测(已知待测电阻的阻抗=300k)，
获得如下数据：同样幅度和相位都有数据波动。
Header 4
幅度 相位 频率
8014109.507829000
8011109.922629062.5
8011110.367429125
8012110.844229187.5
8014111.23929250
8012111.671729312.5
8013112.144829375
8011112.530729437.5
8012112.979129500
8009113.3629562.5
8009113.862829625
8008114.293929687.5
7999114.742429750
8001115.248629812.5
7999115.608529875
7997116.027429937.5
按照AD5933datasheet提供的阻抗和相位计算方法，发现：在扫频的各频点上的阻抗误差在2%~3%范围内。也就是说，当标准阻抗=反馈阻抗=251k时，测量300k的待测阻抗，误差增大了，相比于之前的标准阻抗=反馈测量=51k，测量100k的待测阻抗。而且，当标准阻抗=反馈阻抗=251k，依次测量300k,351k,400k,451k，500k的待测阻抗时，误差依次为6%,9%13%,15%。这么大的误差是不允许的。所以，我想请问的是：如何降低误差？对于AD5933datasheet中提到的单频点校准和两点校准，对于这里的扫频测量都是不适用的，有机会能够和论坛里的坛友们交流一下，谢谢！
http://bbs.dzsc.com/space/viewspacepost.aspx?postid=99944
看下这个，会不会跟你选的标准电阻，测量范围有关系。 把测量范围分成多个量程，于是用模拟开关来实现反馈电阻的切换，发现模拟开关对幅度的大小有影响，虽然模拟开关的导通电阻超小，仅仅为1欧姆一下。还得想办法消除模拟开关对阻抗精度带来的影响，或者通过软件修正的办法。 老兄你是怎么校准的，阻抗测试这种东西要进行R、X校准的，也就是复数校准的方法 <div class='shownolgin' data-isdigest='no'>snoweaglemcu 发表于 2015-1-9 11:42
老兄你是怎么校准的，阻抗测试这种东西要进行R、X校准的，也就是复数校准的方法恩，对复阻抗，需要对实部和虚部进行校准。按照ad933 datasheet的校准，于是对阻抗幅度和相位进行校准。
</div><script>showreplylogin();</script><script type="text/javascript">(function(d,c){var a=d.createElement("script"),m=d.getElementsByTagName("script"),eewurl="//counter.eeworld.com.cn/pv/count/";a.src=eewurl+c;m.parentNode.insertBefore(a,m)})(document,523)</script> <div class='shownolgin' data-isdigest='no'>今天重新做了一下实验，实验很简单：扫描频率为29000Hz，Zcalibration=51k,RFB=51k,然后不断地重复频率
测量16次，取其平均值的幅度。
幅度波动，这个我能理解，但是波动大我就心塞了。
因为数据的不确定性实在让人觉得莫名其妙。
从最开始的9740到9624，重复上电，越往下测，数据就一直往下走。
在ADI官网的中文论坛里，也看到有坛友遇到和我之前一样的问题：
当被测阻抗在100k以下是，测量误差挺小的，大约在1%以下，但是当测量一个100k以上的
阻抗，误差就开始往上走了，而且，被测阻抗越大，误差就越来越大。即使将反馈电阻更换
至接近被测阻抗，误差也还是很大。
有坛友解决过AD5933这样的问题吗？SOS:Sad:
</div><script>showreplylogin();</script> <div class='shownolgin' data-isdigest='no'>我以前用过这个芯片，效果和你差不多也没有好的方法，adi代理的技术都去现场了，也没有方法。</div><script>showreplylogin();</script> <div class='shownolgin' data-isdigest='no'>最好还是分档，就是用模拟开关去切，在很窄的范围内还是可以的。我记得好像是标准值得1-3倍吧。
在产品上增加标准负载，在每次切换后测量标准负载，然后在测量真实负载，这样做还可以。</div><script>showreplylogin();</script> <div class='shownolgin' data-isdigest='no'>eeworldupk 发表于 2015-1-10 19:55
最好还是分档，就是用模拟开关去切，在很窄的范围内还是可以的。我记得好像是标准值得1-3倍吧。
在产品上增加标准负载，在每次切换后测量标准负载，然后在测量真实负载，这样做还可以。
恩，谢谢您的提醒，我也是这样想的。刚刚修改了一下编程，其实程序也会影响精度测量，不仅仅和硬件有关。再次感谢，我会再试一下。
</div><script>showreplylogin();</script> <div class='shownolgin' data-isdigest='no'>eeworldupk 发表于 2015-1-10 19:52
我以前用过这个芯片，效果和你差不多也没有好的方法，adi代理的技术都去现场了，也没有方法。
我有看到淘宝上有人卖AD5933的阻抗测量的板子，它的量程切换用的是继电器，说是整体精度可以达到1%,部分测量精度可以达到千分之五。所以，我觉得应该还是有办法的。不过，还是很谢谢您的回复！
</div><script>showreplylogin();</script> <div class='shownolgin' data-isdigest='no'>eeworldupk 发表于 2015-1-10 19:55
最好还是分档，就是用模拟开关去切，在很窄的范围内还是可以的。我记得好像是标准值得1-3倍吧。
在产品上增加标准负载，在每次切换后测量标准负载，然后在测量真实负载，这样做还可以。
您好！我忽然想到一个问题：假如扫描范围是29000Hz~30000Hz,关于标准负载和真实负载的切换：
(1)在29000~30000这整个频率范围内测完标准负载，然后切换至真实负载，在29000~30000这整个频率范围内测完真实负载；
(2)在29000~30000这个扫描范围内，在每个频点上，测标准负载，然后切换至测真实负载，再递增至下一频点，直至整个频率范围测量完毕。
是（1）还是（2），目前我是按照（1）的方式进行的，不知道您有没有懂我的意思？
</div><script>showreplylogin();</script> <div class='shownolgin' data-isdigest='no'>看资料说，电源电压的稳定性也会影响到测量精度。这里，使用单片机的3.3V电压作为5933的VDD。
阻抗测量时，对单片机3.3V供电端电压进行测量，实测值为3.28V,ad5933VDD端的实测值是3.20V，电压偏置实测值为1.6V。也就说，5933VDD的3.2V≠单片机VDD的3.3V，后来多次重新上电复位，重新对5933的VDD进行测量，发现5933VDD端的电压并不稳定，有时3.2,有时3.1,有时3.0。可能，电源电压的稳定性对5933的阻抗测量影响挺大</div><script>showreplylogin();</script> <div class='shownolgin' data-isdigest='no'>没机会玩AD5933，不过前几年做过LCR电桥，我用的也是DFT方式，跟AD5933这类都是一样原理的，感觉AD5933要用好，外围电路很重要，有必要自己重新设计外围的IV电路以及缓冲等电路，还有是基准电压、参考地电压这些个，最起码得保证噪声、波动不大于1/3LSB的幅度不是？</div><script>showreplylogin();</script> <div class='shownolgin' data-isdigest='no'>另外，感觉AD5933这类只适合要求比较低的简单应用，精度要求别报太大希望了。它内置的运放这些性能受限，要再提高你得自己找好些的运放搭外围电路，还有它12BIT的分辨率，内部采样数据也大概也只有1K个吧，FFT/DFT这类运算你希望精度高些，最起码得多采样些才稳定吧？所以别对它要求过高了，你上面列出的数据基本上就可以了，跟官方AN上的准确程度差不多了。</div><script>showreplylogin();</script> <div class='shownolgin' data-isdigest='no'>jackfrost 发表于 2015-1-13 08:47
没机会玩AD5933，不过前几年做过LCR电桥，我用的也是DFT方式，跟AD5933这类都是一样原理的，感觉AD5933要用好，外围电路很重要，有必要自己重新设计外围的IV电路以及缓冲等电路，还有是基准电压、参考地电压这些个，最起码得保证噪声、波动不大于1/3LSB的幅度不是？恩，是的。采用新的IV电路取代了5933内部的IV转换电路，用运放构成缓冲电路消除5933输出端阻抗对阻抗测量的影响。5933的基准电压和参考地电压也需要专门设计。
</div><script>showreplylogin();</script> <div class='shownolgin' data-isdigest='no'>jackfrost 发表于 2015-1-13 08:58
另外，感觉AD5933这类只适合要求比较低的简单应用，精度要求别报太大希望了。它内置的运放这些性能受限，要再提高你得自己找好些的运放搭外围电路，还有它12BIT的分辨率，内部采样数据也大概也只有1K个吧，FFT/DFT这类运算你希望精度高些，最起码得多采样些才稳定吧？所以别对它要求过高了，你上面列出的数据基本上就可以了，跟官方AN上的准确程度差不多了。5933测低阻抗和很高的阻抗误差都挺大的，按照datasheet的说法，需要另外加附加电路，比如，测低阻抗，需要串联；测很高阻抗，需要并联，这样将阻抗测量范围往下延伸或往上扩展，当然，这样肯定又会给阻抗测量的误差带来很多不确定性。您说的我能理解，谢谢您！
</div><script>showreplylogin();</script> <div class='shownolgin' data-isdigest='no'>今天做了一组实验，对比之下，模拟开关带来的误差也太大了点吧。
测试条件：标准阻抗=反馈阻抗=151k 待测阻抗（阻抗已知=251k）,阻抗的精度均为0.1%。
如下面两张图片所示，一张是：手动切换标准阻抗和待测阻抗；
另一张是：通过模拟开关切换标准阻抗和待测阻抗；
可以看到，模拟开关带来的影响是非常大的。就像我在前面提到，模拟开关的导通电阻虽然非常小，但是却影响如此之大。想到模拟开关的结电容了。
</div><script>showreplylogin();</script> <div class='shownolgin' data-isdigest='no'>模拟开关选用的是TI公司的低电压单电源双路导通开关，TS3A4741,看TS3A4741的datasheet，3V供电时，导通电阻只有0.9Ω，导通电阻的最大平坦度为0.4Ω。设计里采5片TS3A4741，均采用的是3.3V供电，但竟然对阻抗测量会产生这么大的影响，我还真是有点纳闷了</div><script>showreplylogin();</script> <div class='shownolgin' data-isdigest='no'>今天做了这么一组实验，实验一：如图片“没有另外加导线”，有三根导线，导线编号依次为：1,2和3。其中1,2之间连接的是反馈电阻=151k;
2,3之间连接的是标准电阻=151k或待测电阻(200k);
阻抗和相位的测量值如图1所示；
实验二：如图片"另外加了一根导线，导线电阻为0.5Ω”，图中多了一根编号为4的导线，4和2是连接在一起的。
其中1,2之间连接的是反馈电阻=151k;
4,3之间连接的是标准电阻=151k或待测电阻(200k)
实验一和实验二的区别就是，“另外加的导线电阻”会对"AD5933引脚VIN和VOUT之间实际连接的阻抗，即标准阻抗或待测阻抗"产生影响。
(其实我自己也不太理解，0.5Ω怎么会对151k或200k这样的阻抗测量产生影响,只是实验结果确实证明了这一点。)
实验二的阻抗和相位的测量值如图2所示；
实验一和实验二都是通过手动更换标准阻抗和反馈阻抗的；
实验三：用模拟开关自动切换标准阻抗和待测阻抗，自动切换选择合适量程，如图片3“模拟开关控制”。
所以，可以理解，虽然模拟开关的导通电阻最大只有0.9Ω，但其对阻抗测量的影响还是很大的。实验虽然证明了这一点，但是还是让人很不解，
1Ω以下对151k或200k电阻的影响竟然会这么大。那有些朋友用继电器来实现量程切换的，又是怎么做到较高精度测量的呢？
</div><script>showreplylogin();</script> <div class='shownolgin' data-isdigest='no'> 模拟开关很麻烦很复杂，各种不平坦各种漏电各种分布电容，不知道你用模拟开关具体怎么个电路接法，可以试试类似4线测量的方式，可以减少模拟开关导通电阻等带来的问题。
另外，你有没有测试过你的面包板相邻导通的孔之间的电阻？我最近刚刚买了个面包板(以前都是直接洞洞板)，发现接触电阻非常大，2个孔间的接触电阻竟然要超过1欧姆，1排5个孔，最远的2个接触电阻竟然有6欧姆，而且整块板都是这样，应该是它的金属簧片用得很低劣的材质。真是无语了，感觉对面包板再也不会有爱了，不知道天朝的是不是都是这个样子，到底有没有质量好点可以信赖的面包板啊</div><script>showreplylogin();</script>
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