微波混频器教程

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微波混频器教程

 

微波混频器转换电磁信号的频率。此功能对于军事雷达和监视、射频通信、射电天文学和生物传感等大量应用至关重要。然而，尽管微波混频器无处不在，但它们仍然是射频/微波工程师工具箱中最容易被误解的组件之一。这个基本的介绍提供了对微波混合器的“黑暗艺术”的见解。
什么是混频器
混频器是一种 3 端频电子电路。其中两个端口是“输入”端口，其余端口是“输出”端口。理想的混频器“混合”两个输入信号，使得输出信号频率是输入的总和或差。 换句话说：
f_out = f_in1+ f_in2           （1）

3 个混频器端口是本振 （LO） 端口、射频 （RF） 端口和中频 （IF） 端口。LO端口通常由正弦连续波（CW）信号或方波信号驱动。施加CW或方波信号的选择取决于应用和混频器。从概念上讲，LO信号充当“门”或“开关”，因为当LO为大电压时，混频器可被视为“ON”，当LO为小电压时，混频器可被视为“OFF”。LO端口通常是输入端口。混频器的另外两个端口，RF和IF，可以互换为第二个输入或输出;实际配置取决于应用程序。
当所需输出频率低于第二输入频率时，该过程称为下变频;RF是输入，IF是输出。输入和输出频率之间的关系由下式给出：

f_IF = |f_{LO -} f_RF|                      (2）                                                     

另一方面，当所需输出频率高于第二输入频率时，该过程称为上变频，其中IF是输入，RF是输出，即：

f_RF =f_LO + f_IF                       (3)                                                  下变频和上变频的频域表示如图1所示。 请注意，对于上变频，和差频率（f_RF1和 f_RF2） 表示两者都在 RF 输出端口可用，如公式 （3） 所示。这种类型的上变频称为双边带上变频。单边带上变频也是可能的，在这种情况下，混频器内部有意消除总和或差频。执行这种更复杂功能的混频器称为单边带（SSB）上变频器（或SSB调制器）。    

图1.下变频（a）和上变频（b）的定义。 

如图1所示，IF和RF信号往往是信息承载信号（由RF和IF中心频率周围的拓宽频谱表示）。在频率转换过程中，RF或IF信号携带的信息被频率转换为IF或RF输出。因此，混频器执行在频域中转换信息的关键功能。

原则上，任何非线性器件都可用于为混频器电路提供“门”功能。碰巧的是，只有少数非线性器件可以制造出“好”的混频器。现代混频器设计人员的首选器件是肖特基二极管、砷化镓场效应管和CMOS晶体管。选择取决于应用程序。FET和CMOS混频器通常用于大批量，其中成本是主要驱动因素，性能不太重要。对于更具挑战性的应用，肖特基二极管混频器几乎只使用。肖特基二极管 由半导体与金属结形成的半导体二极管。它具有低正向压降和非常快速的开关动作，可增强其混频器性能

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单二极管混频器：理想换向器 vERSUS 现实二极管

最简单的混频器由一个如图2a所示的单个二极管组成，在阳极处有一个大信号LO和一个小信号RF组合。“理想”单二极管混频器假设LO明显强于RF，因此只有LO影响二极管的跨导。还假设二极管瞬时切换，如图2b所示。具有瞬时跨导开关的器件称为理想换向器，理论上产生最佳的二极管混频器性能。

 

图2.简单的单端混频器 （a） 理想换向器 （b） 和实际肖特基二极管 （c） 的 I-V 特性。

“混频”过程是由于二极管I-V曲线对强LO信号的开关响应。当二极管由LO打开和闭合时，较小的信号RF被“斩波”。理想换向（或开关）混频二极管（见图3a和3c）输出信号的傅里叶分量遵循以下关系：

fIF = nfLO + fIF                                                                                                  (4)

其中 n 是奇数。

不幸的是，理想换向器的传递函数永远无法在现实世界中实现。实际肖特基二极管具有一定量的“导通”跃迁，如图2c所示。此外，即使RF非常小，RF也会在一定程度上调制二极管跨导。实际二极管I-V特性和RF信号的跨导调制相结合，会产生额外的混频产物（通常称为“杂散”）。因此，真正的二极管产生所有可能的谐波混合成分！实际肖特基二极管产生的时域信号和相关频谱如图3b和3d所示。在数学上，单个二极管产生的频率分量由下式给出：

fIF = nfLO + mfIF                                                                                              (5)

其中 n 和 m 包括所有整数。

 

图3.单端混频器的时域和频域比较，具有理想和现实的二极管开关特性。

由于有一个期望的输出频率（当n=1和m=1时），所有其他谐波项的存在会产生重大问题。消除这些失真产物是混频器设计的一个关键目标。

这种简化的分析说明了混频器的几个重要属性：

1. “混频”是由二极管的开关行为引起的。

2. 大多数不需要的谐波是由二极管过渡区RF和LO信号的非线调引起的;因此，最好的混频器使用与理想换向器非常接近的二极管。

3. RF功率越低，杂散性能越好（因为LO可以更有效地控制二极管跨导）。

 

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平衡混频器

高性能混频器采用四个或八个二极管设计。混频器电路从单二极管不平衡型到多二极管平衡型的演变由Marki描述1并总结到这里。高性能混频器采用四个或八个二极管设计，并利用对称的复杂电路设计来创造“平衡”。事实上，几乎所有市售的混频器都使用某种混频器平衡。混频器平衡具有几个优点：所有混频器端口之间的固有隔离（因此频段灵活性）、消除大多数互调产物、共模信号抑制和提高转换效率。需要额外的电路来路由和分离（即多路复用）来自二极管的输入和输出信号。在单二极管混频器中，这种额外的电路由无源耦合、功率分配和滤波的组合组成。由于多路复用电路是特定于频率的，因此很难创建具有独立RF、LO和IF频段的宽带单二极管混频器。此外，这种电路会导致额外的损耗，从而降低混频器的效率。

图4.4 端口混合结的原理图和 I/O 表。

为了解决这个问题，可以使用经典的四端口混合结创建具有低损耗和独立输入输出频段的宽带单平衡混频器。混合连接点（即“魔术三通”或 180o混合），如图4所示，是一个双输入、双输出、四端口电路，在输入端口之间提供隔离，并在输出端口上提供相等的功率分配。这样可以将输入LO和RF源彼此隔离，从而为负载提供频带独立性和相等的功率分配。请注意，输出信号是差分相位的（即 180o相移），当信号输入到端口 2 时。输入端口 1 的输出信号同相。混合液络部提供了一种自然的方法来创建图5所示的单平衡混频器。（The hybrid junction provides a natural method to create the single balanced mixer shown in Figure 5.）

 

图5.带 4 端口混合结的单平衡混频器。

此外，使用两个二极管而不是一个。单平衡混合器的主要特点包括：

1. 射频和LO端口之间的隔离（以及频率独立性）。

2. 互调产物总数减少 50%。

3.共模降噪（适用于噪声LO）。

4. 转换效率高于单二极管混频器。

图6.双平衡混合器。

此外，两个单平衡混频器可以组合成一个双平衡混频器，如图6所示。在这种情况下，混合结放置在RF和LO差分端口上，IF在混合结的同相端口获得。混合结的互易性允许这种类型的互连。

详细分析表明，对于双平衡混频器，只有ODD n和ODD m谐波杂散可以在IF端口存活。2因此，混频器双平衡具有减少中频端口近75%可能杂散的优点。由于能量守恒，双平衡混频器往往比单端或单平衡混频器具有更好的转换效率，因为能量不能扩散到偶次谐波中。

图7.双平衡混合器（又名三平衡混合器）。

使用两个以推挽式配置驱动的双平衡混频器创建更复杂的混频器电路（见图7）。这种“双平衡”混音器获得了“三平衡”混音器这个构思不周的称号。三重平衡混频器的一些关键特性是RF、LO和IF频段重叠以及更高的杂散抑制。

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混频器的性能指标

好的混频器需要诸多判断不标准：

转换损耗

最重要的混频器指标是转换损耗，它定义为输入RF功率电平与所需输出IF频率功率电平之间的功率差，或

CL = PRF - PIF           (6)                                                                     

其中 PRF 和  PIF以分贝为单位，CL 以分贝为单位。

例如，如果输入RF为-10 dBm，下变频IF输出信号为-17 dBm，则转换损耗为7 dB。无源二极管混频器的理论最佳转换损耗为3.9 dB，可以使用Henderson推导的方程计算。4转换损耗的典型值范围约为4.5至9 dB，具体取决于混频器;额外的损耗是由传输线损耗、巴伦失配、二极管串联电阻和混频器（IM）平衡等因素引起的。一般来说，由于电路损耗，双平衡混频器的转换损耗比三平衡混频器小。另一个重要趋势是，带宽较宽的混频器往往具有更高的转换损耗，部分原因是难以在整个带宽上保持电路平衡。

转换损耗是基准混频器指标，因为它与隔离和1 dB压缩等其他指标密切相关。经验表明，对于成熟的混频器设计，单个转换损耗测量将表明单元的质量。如果单位的转换损耗在狭窄的规格范围内，则所有其他性能指标也将符合规格。然而，反之亦然;例如，可能存在良好的隔离和较差的转换损耗。

 

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隔离度

隔离度是衡量从一个混频器端口泄漏到另一个混频器端口的电量的指标。如前所述，端口隔离是通过混频器平衡和使用混合结来实现的。不幸的是，RF、LO和IF端口之间总是存在少量的漏电。隔离是输入信号与其他端口泄漏功率之间的功率差。例如，如果在LO端口输入信号，在RF端口测量LO频率的功率，则隔离度（dB）由下式给出：

PISO (L-R) = PIN(@LO) – POUT(@ RF)                                     (7)

注意，隔离大致是倒数的，即端口 1 到端口 2 的隔离与端口 2 到端口 1 的隔离非常接近。因此，可以执行单次测量来确定两个方向的隔离度。微波混合器通常引用三种类型的隔离：L-R 隔离、L-I 隔离和 R-I 隔离。它们的定义如图 8 所示。

 

图8： L-R（a）、L-I（b）和R-I（c）隔离的定义。

L-R隔离是测量RF端口LO泄漏的指标。典型的L-R隔离范围为25至35 dB。L-R隔离在频率下变频中至关重要，因为LO功率会泄漏到RF电路中，并通过干扰RF放大器或泄漏到其他并联混频通道而污染RF线路，从而导致跨通道干扰。当LO频率非常接近RF输出频率（即IF频率处于或接近DC）时，较差的L-R隔离也会导致频率上变频问题。在这种情况下，再多的滤波也无法分离任意接近的RF信号和LO泄漏。这可能导致RF和LO之间的干扰以及RF输出的下降。

L-I隔离是衡量LO泄漏到IF端口的指标。L-I隔离往往是三种类型中最差的，典型值范围为20至30 dB。当L-I隔离较差时，当LO和IF频率太近以至于LO污染IF电路时，会出现最大的问题;例如，当LO泄漏强到足以使IF放大器饱和时。除此之外，较差的L-I隔离会导致转换损耗平坦度问题。

最终的混频器隔离指标是R-I隔离。R-I 隔离值通常在 25 至 35 dB 之间。大多数系统设计人员并不认为R-I隔离是一个主要问题，因为RF和IF功率往往比LO功率小几个数量级。

虽然LO隔离是系统工程师的主要关注点，但R-I隔离是混频器设计人员的主要关注点，因为它是混频器电路整体转换效率的诊断指标。当R-I隔离度较高时，混频器电路平衡良好，因此转换损耗往往较低。在R-I隔离不良（小于20 dB）的混频器中，转换损耗较高，转换损耗平坦度较差。

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p-1 （1dB压缩）

在正常（线性）操作下，无论输入RF功率如何，混频器转换损耗都是恒定的。如果输入RF功率增加1 dB，则输出IF功率也将增加1 dB（功率差为转换损耗）。但是，当RF功率变得太大时，dB与dB的关系不成立。1 dB压缩点是混频器线性度的量度，定义为将转换损耗从理想值增加1 dB所需的输入RF功率。混频器压缩最容易用图形表示，如图9所示。对于低输入RF功率，如上所述，线路的斜率为1：1。然而，随着RF功率的增加，混频器偏离了这种线性行为，转换损耗开始增加。当输入/输出曲线“下垂”1 dB（即转换损耗增加1 dB）时，输入RF压缩率为1 dB。从概念上讲，当RF信号不再被视为“小信号”时，就会出现1 dB压缩点。在线性操作下，LO功率比RF功率强得多，以至于二极管开关动作完全由LO主导，如前所述。然而，在压缩时，RF功率与LO功率竞争，因此二极管开关动作受到影响。当RF功率在3 dB压缩的1 dB范围内时，混频器的行为是不可预测的。

图9.1 dB 压缩点的图形表示。

除其他影响外，在压缩模式下操作混频器会导致互调失真水平增加和转换损耗增加。这种行为的解释是，压缩混频器在频域中传播能量，因为二极管被RF信号部分导通。因此，轻微的混频器不平衡会加剧，混频器转换效率也会降低。混频器压缩可以通过使用更高的导通二极管来改善。通过这种方式，可以将更大的RF功率施加到混频器上，而不会挑战二极管的导通电压。当然，权衡是还必须使用更大的LO驱动器来打开和关闭二极管。根据经验，1 dB压缩点将比混频器推荐的最低LO驱动电平低4至7 dB。对于低势垒“L”二极管，输入RF功率大于1 dBm时，会发生0 dB压缩。对于超高势垒“S”二极管，输入RF功率电平大于+1 dBm时，会发生12 dB压缩。

 

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驻波（VSWR）

混频器VSWR是一个有争议的话题。有些人认为，对于微波混频器来说，这是一个毫无意义的指标，因为它无助于预测混频器的性能，也不能保证当混频器集成到周围的RF系统中时正常运行。争论的关键在于混频器不能建模为静态负载。实际上，混频器既是负载又是源。可以证明，所有三个混频器端口都充当二极管固有的互调失真源。即使混频器的驻波比是完美的（即没有基波的反射），也不可避免地会有谐波出现

从输入端口出来。

经典的混频杂散问题涉及2LO x 1RF“镜像”杂散。可以证明，混频器内产生的所有偶数LO x ODD射频杂散都可以在RF端口上使用。当RF端口用预选带通滤波器等方式无功端接时，就会出现问题。作为源，混频器产生2L x 1R镜像杂散，该镜像杂散离开RF端口并进入RF滤波器。最常见的是，2L x 1R乘积位于滤波器通带之外，因此会反射回混频器，如图10所示。

 

图10 ：示意图显示来自无功带通滤波器的背反射 2LO x 1RF 杂散 （a）。输出频谱显示所需的IF和下变频镜像杂散频率重叠（b）。

重新进入混频器后，2L x 1R图像产物与LO混合并下变频至与所需差分频率完全相同的频率。换句话说：

fout = fspur - fLO

fout  = 2fLO - fRF - fLO

fout  = fLO - fRF

fout  = fIF                                                                                              (8)

下变频镜像杂散和所需IF的重叠会产生大量干扰。干扰程度取决于两个信号之间的相对相位差。如果RF频率被扫描，相对相位将从0循环到2π，从而导致明显的转换损耗纹波。一个常见的问题是，转换损耗纹波是由混频器VSWR不良引起的。然而，如本例所示，如果不采取预防措施，例如增加衰减或使用非反射端接，与作为RF和LO产物源的混频器相关的问题通常会导致更严重的问题。

 

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噪声系数

只要密切监测二极管的质量，混频器噪声系数就可以用其转换损耗来近似。通常，累积噪声系数将限制接收器中的最小可检测信号。因此，在为低功耗应用选择混频器时，转换损耗应尽可能低。

单音互调失真

关于RF和LO信号在二极管I-V曲线过渡区非线性混频产生的谐波混频产物，已经说了很多，如（5）所示，如图3所示。最常见的是，唯一理想的混音项由m=1和n=1给出，所有其他不需要的谐波项称为单音IMD。混音器设计的一个主要目标是限制单音IMD项的强度。双平衡和三平衡混音器中单音IMD的主要特点是：

1. 在双平衡和三平衡混频器的IF端口上仅存在ODD n x m项。

2. 通过混音器平衡消除均匀，偶数和偶数谐波电平的偶数和偶数谐波电平的偶数提高约30分贝。

3.射频输入功率越低，单音杂散性能越好。

4. 增加LO驱动器并不总能改善杂散性能。

有关双平衡混音器中单音IMD的更多信息，请参阅Bert Henderson对混音器IMD预测的分析。

多音调互调失真

多音IMD意味着多个音调通过同一端口进入混频器，并在混频二极管中互调。多音 IMD 是一种共模混频形式，其中两个或多个音调进入 RF 端口，彼此和 LO 非线性混频以产生失真（见图 11）。

图 11.由三个输入RF信号引起的显着多音IMD（a）。使用具有改进换向行为的混频器的IMD性能（b）。

从系统设计人员的角度来看，多音IMD是一个严重的问题，因为它会产生落在接收器IF带宽内的干扰音。因此，多音IMD对接收器的动态范围设置了理论上的上限。

图 12.由两个紧密间隔的RF信号创建的多音IMD图示。生成的 IMD 音调与所需的 IF1 和 IF2 信号重叠。

多音IMD生成的效率取决于器件（即二极管、FET）的固有非线性特性和混频器的平衡。混频器多音性能得到广泛接受的品质因数是双音三阶输入交调截点（TOI）。TOI也称为“双音”IMD，缩写为IIP3，是一种数学结构，用于预测混频器在输入RF功率增加时的非线性行为。双色调产品的产生如图12所示。

两个紧密间隔的信号进入混频器的RF端口，并与LO非线性互调。混频器IF端口上可用的可能谐波由以下关系给出：

fout = + nfLO + m1fRF1+ m2fRF2                                               (9)

其中 n， m1和米2都是整数。如图11所示，双音IMD很麻烦，因为生成的干扰音

Interferer1 = 2fRF1 - fRF2 – fLO                                                                  (10a)

Interferer2 = 2fRF2 - fRF1 – fLO                                                  (10b)

频率与所需的下变频信号重叠。再多的滤波都无法分离双音干扰，因此接收信号的信噪比会降低。

图 13.用于导出输入三阶截调点的图形表示。

虽然基本混音（即 m=1 和 n=1）随输入射频功率增长的斜率为 1 比 1，但高阶射频混音项的斜率增长为 m：1。在 （9） 的情况下，双音 IMD 的斜率增长为 |m1|+ |m2|到 1.因此，（10a）和（10b）中的干扰项称为三阶IMD产物，其增长的斜率为3：1，如图13所示。

从图形上看，基波（1：1）线和干扰（3：1）线相交的输入功率是三阶交调截点。值得注意的是，TOI是一个外推点，因为混频器会在线交叉之前压缩。然而，在RF功率远低于1 dB压缩点的许多系统中，三阶干扰产物的影响可能会使人衰弱;TOI 越高，混频器越好。TOI的典型值可能会因混频器类型和技术而有很大差异。传统的双平衡和三平衡混频器的TOI值往往比推荐值高几dB驱动器级别。

总结

微波混频器的唯一目的是在输出端提供两个输入信号的和或差频率。混频器设计人员的目标是创建一个能够高效且无失真的频率转换电路。

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参考

1. “混频器演变，平衡混频器家族圈”，应用说明，Marki微波，网络。
2. “微型镜像抑制混频器及其在低噪声前端与Gaas FET放大器配合使用，。
3. F. Marki， C. and Marki， “T3 Mixer Primer，” Marki Microwave ， Web。
4. “预测双平衡混频器中的互调抑制”