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分享 旋转变压器信号处理的低成本、高分辨率方案
h_kingone 2016-10-26 15:11
旋转变压器(resover)包含三个绕组,即一个转子绕组和两个 定子绕组 。转子绕组随马达旋转,定子绕组位置固定且两个定子互为90度角(如图1所示)。这样,绕组形成了一个具有角度依赖系数的变压器。   图1:旋转变压器及其相关信号   将施加在转子绕组上的正弦载波耦合至定子绕组,对定子绕组输出进行与转子绕组角度相关的幅度调制。由于安装位置的原因,两个定子绕组的调制输出信号的 相位 差为90度。   通过解调两个信号可以获得马达的角度位置信息,首先要接收纯正弦波及 余弦 波,然后将其相除得到该角度的正切值,最终通过“反正切”函数求出角度值。由于一般情况下要使用 DSP 进行算术处理,因而需要将正弦及余弦波数字化。目前市面上有几种具备这些功能的专用产品,然而其价格昂贵,对于大多数应用而言需要寻求其他替代方案。   目前有一种最为常用的方法是,检测输出信号中载波频率的峰值来触发模数转换器(ADC)。如果总是在这一时间点转换调制信号,则将消除载波频率。由于更高分辨率的增量累加(Δ-∑)ADC总是在一段时间内对信号进行积分采样,因此它将不仅仅转换峰值电压,因而需要采用诸如TI ADS7861或ADS8361等逐次逼近ADC,分辨率也被限制在12~14位。   这种方法还需要使用几种电路模块,必须生成合适的正弦载波,必须在合适的时间点触发转换过程,且ADC必须对信号进行同步转换。这样不仅增加了成本,且分辨率有限。   新概念的理论依据   新概念使用过采样方法,并将解调移至数字域内,调制信号的过采样采用双通道Δ-∑调制器ADS1205, 数字滤波器 芯片AMC1210用于调制器输出的解调和抽取(decimation)。   调制器仅产生位流,这不同于ADC中的数字概念。为了输出相当于模拟输入电压的数字信号,必须使用数字滤波器来处理位流。正弦滤波器是一种非常简单、易于构建且硬件需求最少的一种滤波器。   那些频率为调制器时钟频率除以 过采样率 所得值的整数倍的信号将被抑制,这些被抑制的频率点称为陷波(notch)。在此新概念中,积分器的抽取率设定的原则是使载波频率落入到某一陷波频率。但首先需要对信号进行解调,否则角度信息将与载波频率一起被忽略。该任务由AMC1210完成。   AMC1210具有四个通道,每个通道均提供如图2所示的滤波器结构。   图2:AMC1210的数字滤波器结构   AMC1210也可用于测量电流。在本例中,我们将 比较器 滤波器(comparator filter)用于过电流保护,能够在低分辨率情况下实现快速响应(如图中蓝色部分所示)。$部分在较低采样率情况下能够产生更高分辨率的输出,这部分用于控制环路。根据应用的需要,在这里可以使用正弦滤波器及积分器来优化滤波器的结构。此外,该通路还可用于滤波及解调。   首先,AMC1210中的正弦滤波器对调制器的位流进行滤波,以将其转换为中等分辨率、中等速率的数据字。对ADS1205而言,最高效的三阶正弦滤波器的过采样率(OSR)为128。过采样率超过128时,OSR每增加一倍,信噪比仅增加3dB。在解调过程后利用积分器可以达到同样的效果,而且还能缩短滤波器的延迟时间。   将OSR设为128时会产生一个14位的数字调制信号,其数据速率为:   该等式中,fmod表示调制器的时钟频率,该时钟频率在调制器中降为原来的一半。在下例中,当时钟信号频率为32.768MHz时,三阶正弦滤波器的数据速率为128kHz。   现在需要对信号进行解调(如图3所示)。   图3:AMC1210内部的解调过程示例   这表示当未调制载波为正时,14位数字信号须乘以+1,若未调制载波为负则须乘以-1。我们需要考虑到载波信号通过旋转变压器、线圈、调制器以及正弦滤波器时产生的延时。因此,AMC1210具有相移校验功能,能够在相移90度内正常工作。若相移超过此范围,则必须在寄存器中编程。   最后,积分器OSR的设定原则是:载波频率是整个滤波器传输函数陷波的整数倍。在 时域 中,这等同于在多个载波周期内求积分。这样就完全抑制了载波频率。在此例中,如果积分器的OSR为16,则分辨率提高2位(0.5位/因数2)。然而输出信号的幅度降低了3dB(-0.5位),原因是积分器产生的是解调信号的平均电压而非峰值电压。   总结:AMC1210的输出为数字正弦波或余弦波,数据速率为8kHz,噪声性能为15.5位。该信号的幅度比输入调制信号降低了3dB。   角度检测与控制环路同步   角度检测与马达控制环路的同步非常重要,因此,数字滤波器的输出数据速率与载波频率都必须可调。   通过AMC1210内置的寄存器映射可以设定滤波器结构,正弦滤波器的阶数(1阶、2阶及3阶)及过采样率(1~256)都是 可编程 设定的。积分器可以运行在固定的过采样率上,也可以由外部采样及保持信号触发。   载波频率也是以PWM格式的AMC1210产生。因此,提供了高达1,024位的 移位寄存器 ,一个周期的载波正弦波可以存储在该寄存器中,寄存器的PWM位流可由仿真Δ-∑调制器的小型C语言程序产生。该调制器的输入为要求的载波信号;输出端的位流为PWM信号,这个位流必须储存在移位寄存器中。   AMC1210将提取寄存器中的可编程数据位并将其输出到环路中,这样就产生了连续的载波信号。例如,当系统时钟为30.016MHz、控制环路运行于8kHz时,每个控制环路的时钟周期为3,752个。可以使用AMC1210的内置 分频器 能够降低系统时钟。如果选择降低4,则会占用938比特的PWM寄存器。   AMC1210拥有一个互补的PWM输出(PWM_P及PWM_N),其电流驱动能力最高可达100mA。这样就产生了全差分载波信号,其电压范围高达+/-5V(5V单 电源 ),能够直接驱动旋转变压器。旋转变压器自身具有对PWM信号的低通滤波能力,所以旋转变压器的正弦及余弦绕组可以直接产生幅度整齐的调制正弦波。因为载波信号的谐波也落在滤波器传输函数的陷波频率上,故谐波的影响并不严重。   应用验证   图4中的电路可用于对这种新概念进行验证。   图4:测试验证电路   AMC1210的PWM输出直接驱动旋转变压器,ADS1205的参考引脚(REF)将正弦及余弦信号的电压限制在正确范围之内。由于ADS1205参考输出具有高 阻抗 特性,不能提供足够的驱动电流,故需增加缓冲。旋转变压器另一侧的输出引脚的阻抗低,因而可以直接驱动调制器的输入端。   将频率转换器用于驱动马达,会导致旋转频率不佳。50Hz的信号频率表示马达转速为3,000RPM。可以看出背景噪声低于-120dB,即有效位超过14位。   本文小结   ADS1205与AMC1210的组合单价约为5美元(批量为1,000片),而其它专用产品的最低单价为20美元左右,具有标准组件的解决方案单价约为7.50美元。除具有价格优势之外,Δ-∑架构还可确保更出色的信噪比,这个方案的ENOB为15.5,专用产品解决方案的ENOB为12。其缺点是数字滤波器会产生固定的时间延迟,马达控制器环路需要对此时延进行调整。
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分享 从新认识磁性材料与变压器
lanjin 2015-6-13 21:43
磁性材料以及变压器设计 昨天开会讨论了磁性材料以及变压器的设计,主要说几种 一是硅钢片构成的工频变压器,一种铁铝粉芯磁环还有种是锰芯镍锌材料构成的磁环。三不同应用于场合其中硅钢片主要用于工频变压器,因为 U值在1.5K附近, 适中,Bsat值大,达1.5T,因此抗磁饱和强度。铁硅铝粉芯材料U值低,一般在百附近,B值相对硅钢片小,但是比高导材料(锰芯镍锌)大很多,主要用于直流分量大的场合。比如用于BUCK连续电流电路。而锰芯镍锌磁导率很高,最高最达10K ,因此耦合性很好,主要用于小信号耦合传输。比如驱动信号以及电压电流采样。这种材料主要绕几匝就能满足感量要求以及合适的激励电流。 下面说说变压器设计,首先我们知道变压器是一个激励电感和理想变压器构成,当然还有初次级漏感。但我们可以先假设漏感忽略不记。那么变压器主要参数就是激励电流和匝数了,也就是磁动势。这直接和B值有关。其他条件不变下,NI越大,B值越大,越容易磁饱和。那么好了,现在讨论下 NI 值怎么取才能让B值处在一个安全的范围内。 首先我们知道 B=UH,这是定义出来的,U就是磁导率,就是B与H的比值,U不是常数,但是在小H下 B与H成线性关系(一般材料),而H=KNI,K是比例常数,N是匝数,I是激励电流。那好了,如果要减小 B值就得减小NI乘积(同一磁环)。激励电流I是和电感量成反比的。如果增大电感量则激励流会下降,但是N就得增大,否则电感量如何上升。我们知道电感量又和N^2成正比,L∝N*N∗μ。而U=LI/T,把L值代进去得U∝N*N∗μ∗I/T 。所以 B=μH=kμNI=k(μNUT)/(N^2*μ)=KUT/N 由此式可知 B∝1/N。所以增大N就能减小B值,所以理论上我们最好让N值无穷大,这样B不容易饱和,但是实际情况总有个度,首先就是我们的变压器功率。因为我们总要输出一定功率,否则变压器就失去了作用。既然要输出功率那么肯定有一的电流过绕线,若取得很细,则线压降很大,线损很大。若线取得粗则磁环大小限制,不能绕下那么多绕线,所以匝数就有限。除非增大磁环。当然我们不必要取 B值太小,否则磁环利用率低。 所以我们要取个平衡值。因此变压器设计首先考虑功率输出,然后确定需要多大的导线。线径确定后就开始选择磁环大小。根据磁环大小来得到一个合适的L值,在该值下算出I,然后乘以N,看是否超出B值,若超出则增大N,直到B值在一定范围内, 假如线绕不下则换体积更大的磁环。下面验证为什么不增大导率减少N以用小体积磁环得到大功率输出。 同一磁环不同N下B值趋势: 由上面推导知道 B1/B2=N2/N1。所以增大一倍匝数,所以增大一倍匝数,则B值减少一半。 ①相同形状L不同Ur下。首先L值不变,因此I值也不变。高μ值下必然得减少N值以保持L不变,所以由 L∝N^2* N^2*μ知, N1^2*μ1=N2^2*μ2, 所以 μ1/μ2=(N2/N1)^2 。 所以 N2=(√μ1/μ2)*N1 。 由 B=KμH得(K是比例常数,由磁环形状决定),当形状一样时K相同 。B2/B1=√(μ2/μ1)。所以μ值增大两倍则B值增大√2倍。所以虽然增大μ值能减小N,但是付出的代价确是B值更加趋于饱和状态。 对于BUCK电路,磁环上的绕线纯粹是充当电感,所以流过多少就是多少激励电流。因此BUCK电路一般很少用高磁导率的磁环,而且假如有直流分量的话最好用铁硅铝或粉芯,首先他们磁导率低,第二B值大, 不容易磁饱和。第三工作频率能上几十KHZ。又因为硅钢片不适合高频,所以BUCK很少使用硅钢片做磁环。 总结:能增大N尽量增大N,能用低μ值尽量用低μ值。前提是保证 。前提是保证耦合性好。同一磁环增大N则减少B,不同磁环一L ,μ值大,则B值大。 L计算公式:L= /(D+d)=4N^2*h(1-2d/(D+d))∗10^(-7)∗μ
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分享 小功率中间抽头双输出变压器输出两路隔离正电源个人理解
热度 1 hm3lin 2015-1-31 14:36
小功率中间抽头双输出变压器输出两路隔离正电源个人理解
如上图所示变压器。所谓隔离电源,个人理解应该是两电源甚至多电源之间没有相互影响(干扰)。 然而,上面这个变压器如果在12端和23端各接一个整流桥,那么这两路直流算隔离吗? 个人分析如下:(不分析电磁效应) 假设某时刻1端为高,那么电位依次就为1高于2高于3,那么12端负载流出的电流也会流进23端 负载,由于123端线都会有一定阻抗,所以会有一定压降,那么假设12端负载电流增大,那么23端线 的压降会增加,此时23端负载所得电压就会降低,那此时这两个电源还算是隔离电源吗? 我认为算是!因为23端的阻抗远小于23端负载的阻抗,所以上面电源流下来电流绝大部分都流 进2端变压器而不是23端负载。上面所述影响几乎可以忽略。 以上是个人理解,如有什么不对的地方请各位大侠指正! 写到这我想起我一位老师曾经问过我一个问题:你说10V直流电源串一个10K电阻和100uF电容, 要把电容充满要多长时间?我当时想了想就说10s,为了保险我说了10倍tao值。但是老师凌厉说了一 个字,错!我呆。几秒后老师悠悠地说,其实无论你说多少秒,都是错,因为事实上永远也充不满。 云云。。 所以没有绝对的东西,电源间的影响在一定可忍耐范围之内都算是隔离电源,因为没有完完全全 的隔离电源。
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